变频电机功率计算

第1篇：变频电机功率计算

电动舵机功率MOS电机驱动电路分析与计算

摘　要：由MOSFET开关组成的H电桥电路是电动机驱动电路的重要形式之一。本文阐述了该驱动电路的各个组成部分及相应功能，通过对实际控制电路各部分的具体分析，从电路内部详细研究了MOS电动机驱动电路。

关键词：电动舵机 功率MOS 驱动电路

1 MOSFET　H电桥电路

功率MOS管又称功率场效应晶体管，是电压控制型器件。主要特点是电压控制，驱动功率小，输入阻抗高，功率增益高，开关的速度快，开关时间由寄生电容决定，因此其应用广泛。H电桥电路是电动机正转/逆转驱动电路结构中最为常见的一种形式，只用一个电源和四个开关的不同搭配来控制电机的各种工作形式[1]。

将H电桥电路中的开关用功率MOS管代替，构成MOSFET　H电桥电路(如图1所示)。

H电桥中得S1和S3用P沟MOSFET源极接地型开关电路代替，S2和S4用N沟MOSFET源极接地型开关电路代替。

由于P沟MOSFET管品种少及性能相比N沟器件差，下文中S1～S4均采用N沟MOSFET。

2 H电桥电动机驱动电路

拟控制的电动机是15V/1A的小型DC电动机。电动机的驱动模式设定为由两个控制信号控制的4种模式。

图2是电路框图。控制电路是由两个0V/5V的逻辑信号分别控制H电桥各开关形成4种驱动模式的部分。电源电路是为了驱动N沟MOSFET开关的电源部分，是DC-DC变换器升压电路。

2.1　DC-DC变换器升压电路

由于N沟MOSFET源极跟随器型开关电路需要栅极电位比源极电位高出3.5V才能够完全导通，所以实际电路中需要另外一个VCC+3.5V的电源。构造该电源电路的特点就是在内部制作了一个比H电桥电源电压高的电源VD，使电路更加简洁清晰。

其原理图如图3所示。电路通过SW把直流变换为交流，通过把交流成分加载在VCC上整流得到平滑的高电压。

其中SW开关使用的是施密特触发变换器的方波振荡电路，得到占空比约50%的方波，在这里不作详细介绍。

如图3所示，得出的新电源VD=VCC+　VDD-2VF。

2.2　控制电路

图4是实际的控制电路。MOSFET的栅极是由NPN晶体管的发射极接地型开关电路驱动。如果这个驱动电路的电源是VCC+3.5V，就可以使Tr1和Tr3完全导通。

发射极接地开关从逻辑上可认为是倒相器。所以在驱动Tr2和Tr4的电路中，组合倒相器使逻辑一致。

驱动Tr1和Tr3的电路是把两个发射极接地性开关电路的集电极与集电极连接进行NOR运算[2]。这样，只有两个晶体管都截止时输出才为H。

控制电路的逻辑如图5所示。

2.3　同时采用P沟和N沟MOSFET的电路

如第一部分介绍时所述，Tr1和Tr3采用P沟MOSFET源极接地型开关电路时，驱动电压就没必要高于电源电压，这样电路就会变得稍微简单。

但是N沟FET和P沟FET 器件导通时所需的驱动电压极性相反，电动机的驱动电路就与图4的构成有所不同。为了Tr1和Tr3的栅极驱动电压，必须进行NAND运算(图4电路中进行的是NOR运算)。当两个晶体管都导通(即两个输入均为H电平)时，输出才为L电平。具体控制电路如图6所示。

3 结语

该控制电路通过合理的选择MOSFET种类及相应导通电压，根据不同MOSFET开关电路设计不同的控制逻辑及电路，使得MOS管具有良好的开关特性，也使得电路非常简单、实用和可靠[3]。

参考文献

[1] 马瑞卿，刘卫国.自举式IR2110集成驱动电路的特殊应用[J].电力电子技术，2000(1).

[2] 逄海萍.IR2111和IR2130在PWM直流伺服系统中的应用[J].电气传动自动化，2001(3).

[3] 毕庆，张纯江，闫朝阳.高性能六输出MOS栅极驱动器IR2130及应用[J].信息技术，2000(3).

作者：王长城　徐军

第2篇：中功率低压变频器调节中压电机转速

摘 要:探讨的是一种新的用中功率低压变频器调节中压电机转速的方法,采用中功率IGBT低压变频器调节大功率风机和泵用中压电机转速的方法转子变频调速。主电路简单,无大变压器及电抗器,运行功率因数高,谐波小,起动和旁路容易。从用中功率低压变频器调节大功率风机和泵用中压电机转速我们得出一些经验与结论,在以后的工作当中更加有效的结合实际情况来运用中功率低压变频器调节大功率中压电机转速,带来更大的效率。

关键词:大功率中压电机调速 中功率低压变频器 调速

大功率风机和泵从恒速传动改成变速传动平均节能约30%,可以优化工艺或燃烧过程,提高产品的产量和质量,减少设备维修,效益巨大,全球都很看重。我国也有很多单位和企业从事这项工作,但缺少经济、实用的调速装置,推广起来有点难,特别是由于我国电压等级规定不合理,难度更高[1]。大功率风机和泵的功率范围一般在200kW～2000kW之间,我国规定200kW以上交流电动机的电压均用中压6.0kV或10.0kV,电压高,电流小[2]。

中压电机调速另外一种方法就是晶闸管串级调速,电机绕线异步机,定子接中压电网,转子绕组经滑环接调速装置。其特点是:转子电压低,比定子侧变频调速容量及谐波大。则内反馈电机加晶闸管斩波串调。其特点是:在电机定子中加上一套辅助电源绕组,把电机和电源变压器合为一体;加设晶闸管斩波,提高了运行功率因数,高速时达0.80左右。不足则是:除变流器外还需两台较大的直流电抗器;低速时功率因素仍低,而风机和泵一般运行在于低速段。

转子变频调速,把变频和串调相结合起来,能确保留串调在转子侧变流带来的优点;又利用PWM电压型变频的优点,除去了串调设备多和功率因数差的缺点。用20%PN左右的低压变频器调节大功率风机和泵用中压电机的装置,且在高速时仍可输出100%PN。

1 转子变频的调速

转子变频调速即串级调速大量应用在大功率的风机和泵类的调速中,先后经历了四个大的发展阶段,经过分析和研究,转子变频调速可以应用在交流大功率矿井提升机绕线电机中,具有节能和可靠等优点。并展望了转子变频调速未来发展趋势。变频调速作为最有前途的调速方式之一,已经得到越来越广泛的应用:包括定子侧变频和转子侧变频。对于定子侧低压研究和应用已日趋成熟,而目前用的高压(6kV或10kV)电机定子侧变频调速,由于电压高、电流小,因此不能采用大电流电力电子器件,只能用许多小电流器件的并联。

转子变频调速主电路,原理仍属斩波串调,只是为IGBT电压型PWM逆变,电机定子有两套绕组,其中一套定子绕组直接接6.0kV或10.0kV中压电网,另一套辅助电源绕组为变频器VF中的逆变器TI提供电源,把来自转子的滑差能量回馈至定子,故称其为内反馈电机。电机转子电压UR是低压,UR=SUR0,电机UR0<1000V,风机和泵要求调速范围为30%～40%,因此UR<400V,与之相联的变频器VF为380V低压变频器。

风机和泵只要求向下调速,能量流的方向为从转子,经VF至定子辅助绕组。变频器VF的接法与一般变频调速相反,二极管整流桥接转子绕组,PWM逆变器TI输出接50Hz电源,把直流母线电压UD变成固定频率和电压的交流电。电机转速变化时,转子电压变化,整流电压UDR随之变化,但是TI要求直流母线电压固定,故加设升压斩波器BC。设计TI的控制系统使其维持UD恒定UDR=(1-D)UD式中D为斩波器占空比通过改变D就可改变UDR,从而实现了调速。D减小,UDR加大,电机转速降低。

转子变频调速的特点是使用380V的低压变频器调节6.0kV或10.0kV中压电机转速和主电路设备简单,整个调速装置就是一个带斩波的IGBT电压型变频器,无其他大的设备。以及逆变器容量小。风机和泵的负载转矩与转速的二次方成比例。然后是運行功率因数高,谐波小。

晶闸管串调系统的谐波由两部分组合而成:晶闸管逆变器产生的谐波,通过定子辅助绕组影响电网,这部分是主要的。转子侧二极管整流产生的谐波,通过转子绕组,经定子影响电网。但转子漏感大,重叠角大,谐波量猛减,这部分对电网影响不大[3]。

改用IGBT逆变器后,采用正弦波PWM调制,输出电流为近似的正弦波,逆变器容量小,只有0.2PN～0.3PN,所以它的谐波对电网影响不大。二极管整流产生的谐波对电网的影响还可以在不改变主电路前提下,通过在控制电路中增加一有源滤波环节,经TI消除。

2 电机的起动和旁路运行

旁路运行指在调速装置故障时,去除掉调速装置,电机接电网恒速运行,这种运行方式对用户相当重要,是确保安全生产的重要手段之一。中压直接变频调速正常起动比较容易,频率从零调起即可,起动平稳,电流可限制在额定值以内。旁路工作时,直接起动兆瓦级的异步机所形成的7.0～8.0倍的电流冲击对电网和高压断路器的影响较大。若电网容量小,起动时母线压降大,需要额外加起动装置。另外在高压侧进行旁路切换也是较繁杂。

晶闸管串调用绕线电机,起动时在转子侧处加起动电阻或频率电阻,起动力矩大,电流小,过程平稳。起动结束后,除掉起动设备,投入调速装置,开关操作多,可靠性受影响。串调的旁路较简易,把转子输出端短路后,就是一套恒速运行的绕线异步机,并且低压操作。

转子变频系统,TI按转子输出最大功率Prmax选取,对于风机和泵,Prmax=0 15PN出现在n=2/3nN处,按0.2PN～0.3PN选取的TI允许转速从零调至nN,不需要额外加起动设备。要旁路运行,令斩波开关CS维持长通状态,转子绕组通过整流桥DR和CS短路恒速运行。对于转子电压UR0<380V的电机这样做是非常合理的,称其为紧凑型装置。对于UR0>380V的电机,起动初Pr虽不大,但转子电压太高,IGBT选1200V不够,最好在起动时在转子和DR间串联频敏变阻器FR。斩波开关CS维持长通,电机靠频敏电阻限流起动,待起动至n>1/2nN后频敏变阻器经接触器K1短路,CS按斩波模式工作,IGBT的电压低,线路和操作也较简单。旁路时,先令CS长通,电机转入恒速运行,到能停车时,手动合上刀。开关K2,调速装置完全不工作。

3 结语

本文介绍的是一种大功率电机和泵用中压电机的调速方法,其特点是用380V低压IGBT变频器调节6.0kV或10.0kV中压绕线电机转速。主电路简单,除主频器外无其他大设备。逆变器容量小,仅电机功率的20%～30%。运行功率因数高,谐波小,需使用绕线电机,对已有笼型电机的改造项目有些不便,这问题可通过收购废弃旧电机,随着调速装置成套供应同样安装尺寸的新电机来解决,这方面已经有不少实例和经验。鉴于各行业的大型企业中风机和泵类调速节能的巨大经济潜力,调速节能改造势在必行。通过以上对比,我们不难得出一个结论:和高压变频器相比,大功率电机和泵用中压电机的调速方法,转子变频调速系统在性能指标、节能效果,资金投入、占地面积等各方面都具有明显优势,是企业风机泵类调速的最佳方案。从用中功率低压变频器调节大功率风机和泵用中压电机转速我们得出一些经验与结论,在以后的工作当中更加有效的结合实际情况来运用中功率低压变频器调节大功率中压电机转速,带来更大的效率。

参考文献

[1] 马小亮.大中功率节能调速传动的合理电压等级[J].中国工程科学,2001(11).

[2] 江友华,曹以龙,龚幼民.高压大功率电机调速方案的探讨和比较[J].变频器世界,2005,5.

[3] 马小亮,王春杰.用中功率低压变频器调节大功率风机和泵用中压电机转速[J].电工技术杂志,2003,10.

作者：周凌

第3篇：基于状态反馈控制的大功率电机高压变频切换系统设计

摘要：为了解决传统大功率电机高压变频切换系统因变频速度较快而经常出现电力故障的问题，提出并设计了一种基于状态反馈控制的大功率电机高压变频切换系统。该系统引用DPS控制芯片设计变频器，并将变频器的结构设定为一拖二形式，其余应用原系统硬件。设定电机各状态反馈控制模块，使用同步变频技术完成系统变频切换。将以上硬件与软件相结合，完成基于状态反馈控制的大功率电机高压变频切换系统设计。通过分析系统测试结果可知，所设计系统的电压变化与原系统的电压变化相比较为平缓，说明所设计系统的切換效果更佳，对大功率电机的保护性能更好。

关键词：状态反馈控制;大功率电机;变频切换;DPS控制芯片

0 引言

随着现代工业技术的不断提升，大功率电机的使用频率也逐步上升。在电机使用过程中，对电机进行变频切换至关重要。有效使用变频切换功能可提高电机的使用寿命，降低电机出现故障的概率，变频切换技术已经逐渐应用于工业生产的各个领域[1]。变频切换通过引入状态反馈控制技术实现电机的匀速变频，状态反馈控制是体现现代控制理论特色的一种控制方式[2]，是指将系统的每一状态变量乘以相应的反馈系数，反馈到输入端并与参考输入相加，其和作为被控系统的控制信号。采用此技术可有效提升大功率电机高压变频切换系统对电机控制的精度与可靠度。本文设计了基于状态反馈控制的大功率电机高压变频切换系统，为了保证此次设计的有效性，在完成系统设计后，构建了系统测试环节，对所设计系统的性能特征进行了验证。

1 系统硬件设计

在变频切换系统的硬件优化设计过程中，主要对变频器进行了设计。在传统的变频切换系统中，采用的变频器结构多为一台变频器拖动一台电机的形式[3]。此次硬件优化设计中，将变频器结构设定为一拖二的形式，变频切换系统变频器的具体结构如图1所示。

大多数一拖二结构中包含电源柜(QF1，QF2)、变频器(1#，2#)、自动旁路柜(QF11，QF12，QF13，QF21，QF22，QF23)，其数量均设定为2套。但这种结构所占空间较大，成本较高。因而在此次设计中，将一拖二结构设定为图1所示的形式，包含3台电源柜(QF1，QF2，QF)、1台高压变频器以及2台一拖二切换柜(1QF，2QF)。电源柜为电机提供相应的电源以及保护，并对电机的工作状态进行实时监控。在此次硬件结构优化设计中，变频器的选用直接影响系统性能，因此将对变频器进行详细设计。

2 系统软件设计

针对原有大功率电机高压变频切换系统在使用时，电压变换过快的问题，在此次设计中应用状态反馈控制技术对系统中的软件部分进行优化设计。

2.1 设定电机各状态反馈控制模块

通过研究大功率电机可知，采用状态反馈控制技术时，首先需要设定电机各状态变量[4]，设定电机共有3种状态，分别为l1、l2、l3，则电机在变频切换系统控制下的状态方程可以表示为：

采用式(8)对电机的状态进行控制，并将此公式引用至系统的控制模块中，提升系统对电机的控制能力。

2.2 实现大功率电机高压变频稳定切换

在系统中增加上述模块，提升系统切换时的控制能力。为确保增加上述模块后，系统可完成变频切换工作，采用同步切换控制原理优化原有的切换模块。

在此切换模块中，设定先投后切以及先切后投两种形式，避免出现供电死区与电机中电流的极速下降。设定模块的切换流程如图2所示。

使用上述流程对模块进行变频切换，在此次设计中，仅对原有系统中的不足进行优化，其他部分沿用原有模块中的设置。将此模块与上文中设计的状态反馈控制模块相连，使用上文中的模块对此模块进行控制。通过此模块可减小冲击电流的产生，提升变频切换时的稳定性。

通过上述软件设计与硬件的选用，完成切换系统的主体设计。至此，完成基于状态反馈控制的大功率电机高压变频切换系统设计。

3 系统性能测试

在此次测试中，采用MATLAB软件对大功率电机的工作环境进行三维模拟。此次测试中应用的软件型号为MATLAB7.0。为保证模拟结果的稳定性与可靠性，采用Simulink软件对大功率电机中的电力电压动态过程进行重建。将上述两个仿真软件结合使用，对大功率电机的各个器件与子系统进行模拟，并将模拟结果作为此次试验的基础。

3.1 测试样本

采用上述设定软件对大功率电机进行仿真处理，并作为此次测试的测试验本。此次测试中，针对功率单元进行详细设定。功率单元中包含三相电压源、变压器、整流桥、滤波电感、电容以及逆变器。

采用两种对比系统与文中设计系统，对上述测试样本进行变频切换处理，为提升实验结果的精准度，设定变频切换过程的时长，变频切换过程参数如表1所示。

根据上述设定，完成测试样本的处理。在此次测试中，采用对比切换过程中电压变换强度的方式，获取两种对比系统与文中设计系统进行变频切换时，电流瞬变情况的结果并与实际结果进行对比，验证3种系统的切换速度。

3.2 测试结果

3.2.1 电流瞬变对比

通过上述测试设计，完成系统测试，获取两种对比系统与文中设计系统的电流瞬变情况对比结果，具体如图3所示。

根据已有研究可知，电流的瞬间增加可能会引发大功率电机出现故障。通过上述测试结果可知，使用两种对比系统时，变频器的电流上升速度较快。

3.2.2 切换速度对比

为了验证所设计系统在降低切换速度方面的性能，对比3种系统下的切换速度。3种系统的切换速度对比结果如图4所示。

分析图4可知，两种对比系统的切换速度均高于所设计系统，在3种切换系统中，基于PLC系统的切换速度最快且变化幅度较大，容易使大功率电机发生故障，而基于单片机系统的切换速度虽然小于基于PLC系统，但是仍高于所设计系统。

3.2.3 状态反馈控制误差对比

状态反馈控制误差可直接反映系统切换控制的性能，状态反馈控制误差越小，说明变频切换系统的精度越高。3种方法的状态反馈误差对比结果如图5所示。

分析图5可知，在相同的条件下，所设计系统的状态控制反馈误差最高不超过0.3。而基于PLC系统与基于单片机系统的控制误差最高可达到0.92、0.39。因此，说明所设计系统的状态控制准确率更高，系统切换性能更好，充分证明了提出的基于状态反馈控制的大功率电机高压变频切换系统具有良好的性能。

3.2.4 电压稳定性对比

设计大功率电机高压变频切换系统旨在解决传统切换系统存在的电压不稳定问题，因此对比了3种切换系统下的大功率电机的电压稳定性，对比结果如图6所示。

从图6中可以看出，随着电机工作时间的增加，在所设计系统控制下，电机的工作电压一直保持相对稳定的状态，基本保持为10 kV的稳定电压。而基于单片机系统控制下，电机的工作电压波动性较大，严重影响了電机的工作性能。基于PLC系统下，电机的工作电压在10 kV附近波动，虽然波动幅度较小，但同样不利于电机的工作，充分证明了提出的基于状态反馈控制的大功率电机高压变频切换系统具有良好的性能。

4 结语

传统的大功率电机变频切换领域受电子器件的限制，增加了稳定变频切换的难度。为此，本文引用状态反馈技术，对变频切换系统进行了优化，通过系统测试结果分析可知，本文所设计的系统具有切换稳定度高的特征，具有广阔的市场应用前景。

[参考文献]

[1] 周颖，张业飞，李婕.具有不确定采样周期的NCS状态反馈优化控制[J].南京邮电大学学报(自然科学版)，2019，39(6)：47-53.

[2] 陈爽.时变时滞奇异摄动不确定控制系统的状态反馈控制器设计[J].惠州学院学报，2019，39(6)：27-32.

[3] 刘翊馨，钟志贤，祁雁英，等.基于状态反馈控制的磁悬浮球系统[J].桂林理工大学学报，2019，39(4)：973-977.

[4] 王文荣，李桂莲，张月慧.模糊离散事件系统的状态反馈控制[J].模糊系统与数学，2019，33(5)：67-72.

[5] 吴伟林，谢巍，何伟，等.线性时不变系统的切换控制器设计及H2性能实现[J].控制理论与应用，2019，36(5)：697-704.

收稿日期：2020-04-01

作者简介：庞晓丽(1981—)，女，河北易县人，工程师，从事中压变频器及配套开关柜的电气研究工作。

作者：庞晓丽

第4篇：三相电机的功率计算

1、力辉三相电机的功率计算： I=P/(U×cosφ×η)。(P额定功率kw。U额定电压0.22v。cosφ为功率因素。η为效率。当铭牌上未提供cosφ和η时，均可按0.75估算)。效率是什么?效率：是指电动机输出功率与输入功率之比的百分数。电动机在运转中因本身导电回路电阻发热，铁芯磁路有涡流损耗、磁滞损耗，还有机械磨损等。均为电动机内部的功率损耗，所以输出的机械功率总是小于输入的电功率。效率η一般在电动机的铭牌上都有标注。

2、三相对称负载的有功功率，可以计算1相负载的有功功率，再乘以3：

3、P=3×U 相×I 相×cosφ相 可是我们往往知道的是电机的线电压U线，线电流I 线，而且也不知道三相电机绕组是什么接法，怎么办?

4、不要紧，我们先假设，电机是Y接的： U相=1/√3 U线 ，I 相=I 线 ，所以 P=3×U 相×I 相×cosφ相

=3×(1/√3 U线)×I 线×cosφ相

=√3 ×U线×I 线×cosφ相

5、不要紧，我们再假设，电机是△接的： U相=U线 ，I 相=1/√3 I 线 ，所以 P=3×U 相×I 相×cosφ相

=3× U线×(1/√3I 线)×cosφ相

=√3 ×U线×I 线×cosφ相

6、从

4、5知道，三相对称负载的有功功率，不管是什么接法，只要用线电压、线电流，就是一个公式：

P=√3 ×U线×I 线×cosφ相

7、这个证明的关键是：

1)Y接时，U相=1/√3 U线 ，I 相=I 线 ; 2)△接时，U相=U线 ，I 相=1/√3 I 线;

8、如果你不清楚，请看图：

第5篇：风机电机功率的计算方法

选用的电机功率N=(Q/3600)*P/(1000*η)*K其中风量Q单位为m3/h，全压P单位为Pa，功率N单位为kW，η风机全压效率(按风机相关标准，全压效率不得低于0.7,实际估算效率可取小些,也可以取0.6,小风机取小值,大风机取大值)， K为电机容量系数,参见下表。

1、离心风机

功率KW

一般用

灰尘

高温 小于0.5

1.5

1.2

1.3 0.5-1

1.4

1-2

1.3

2-5

1.2

大于5

1.1-1.15

2、轴流风机：1.05-1.1，小功率取大值,大功率取小值 选用的电机功率N=(Q/3600)*P/(1000*η)*K 风机的功率P(KW)计算公式为P=Q*p/(3600*1000*η0* η1) Q—风量，m3/h; p—风机的全风压，Pa;

η0—风机的内效率，一般取0.75~0.85，小风机取低值、大风机取高值

η1—机械效率，

1、风机与电机直联取1;

2、联轴器联接取0.95~0.98;

3、用三角皮带联接取0.9~0.95;

4、用平皮带传动取0.85 如何计算电机的电流： I=(电机功率/电压)*c 功率单位为KW 电压单位：KV C：0.76(功率因数0.85和功率效率0.9乘积)

第6篇：浅谈变频电机试验的功率测量

徐伟专,董行健，方宏

(1.国防科学技术大学，湖南 长沙 410073;湖南银河电气有限公司, 湖南 长沙410073 ;2.西南交通大

学电气工程学院, 四川 成都 610031)

摘要：本文首先对三表法和二表法在电机试验中的测量方式进行了比较，其次分析了电容电流存在时的电机功率测量方法及误差，并对两表法测量进行了改进，最后讨论了电容电流对功率测量的影响以及消除方法。

关键词： 电机试验，功率测量，二表法，三表法，电容电流

1,

21,3

A Brief Talk on Power Measurement of Variable Frequency Electrical Machine

Xu Wei-zhuan,DONG Xing-jian

(1.HuNan Yinhe Electric Co..Ltd, Changsha Hunan 410073, China 2.Department of Electric Engineering, Southwest Jiaotong University, Chengdu Sichuan 610031, China;)

21,2Abstract: The comparison between double meter method and three meter method on Electrical Machine test is firstly introduced. Then the power measurement method and its error with capacitor current existing are analyzed. Next, a method to improve the double meter method is proposed. Finally, the influence and its eliminations are discussed.

Key words: Electrical machine test, Power measurement, Double meter method, Three meter method, Capacitor current 0 引言

随着变频调速技术的高速发展。变频电源作为电机试验电源，存在诸多的优势，但是，与区别于机组电源相比，变频电源存在一些机组电源所未遇到的问题。比如功率测试，《变频器供电三相笼型感应电动机试验方法》[1]报批稿指出，“脉冲频率高的场合不宜使用两表法(Aron接法)。这是因有电容电流存在，输入电流相量之和可能不为零。因此，应采用每相用一个功率表的测量方法”。

本文首先分析了三表法和二表法的功率测量原理，随后就电容电流存在时的功率测量方法和误差，对三表法和二表法进行了对比，最后讨论了实际应用中如何处理电容电流对功率测量的影响。

iAANBCiBiC 图1 Y型三相电路

式中，iA(t)、iB(t)、iC(t)为三相瞬时电流，

uAN(t)、uBN(t)、uCN(t)为三相瞬时电压。

式(1),(2)即为三表法测量功率的原理，图2为三表法的测量电路。

*A*1 三表法和两表法功率测量原理 WW* 三相电路有功功率的测量方法有二种：三表法，两表法 [2,3,4]。图1为Y型接法的三相电路。

三相瞬时功率：

p(t)uAN(t)iA(t)uBN(t)iB(t)uCN(t)iC(t)

(1)

B*CN*W*平均功率：

图2 三表法测量电路

PUANIAcosAUBNIBcosBUCNICcosC

PAPBPC

(2)

由图(2)知，三表法测量功率的前提是三相

四线制，只有三相绕组为Y型连接，才能接成三相四线制。对于Y连接的三相负载，若中线N未引出，则有 iAiBiC0

(3) 另外 UABUANUBN，UCBUCNUBN

(4) 将上述式(3),(4) 代入式(1)，有

p(t)uAB(t)iA(t)uCB(t)iC(t)

(5) PUABIAcos1UCBICcos2P1P

2(6) 式中，1为UAB与IA的相位差，2为UCB与IC的相位差。式(5)、(6)即为两表法的测量原理，图3为两表法的测量电路。

*A*WBC*W* 图3 两表法测量电路

△连接时，有同样的结论。图3中，两个功率表的公共端接在B相，显然，两表法的接线方式共有3种，分别以A、B、C相为公共点。由两表法的推导过程可知，两表法的应用前提是iAiBiC0，故两表法适用于中线未引出的Y连接或△连接的三相电路，即适用三相三线制的三相电路功率测量，与负载是否对称无关。相反，三表法由于需要将中性点作为电压的参考点，只能用于三相四线制电路的功率测量，不能用于三相三线制电路的功率测量。可见，两表法和三表法的用途不同，一般而言，两者不能兼容，对于确定的电路，能采用两表法测量的，就不能采用三表法测量，反之，能用三表法测量的，就不能用两表法测量。有一种特殊情况，在三相四线制电路中，若中线无电流(例如，电源对称，负载对称的情况下)既可用三表法，也可用两表法。这也许就是部分人认为两表法只适合三相对称电路测量的原因。显然，这种认识是错误的。首先，对称电路，只在电路分析时有意义，对于测量来讲，并无实际意义。因为测量

是人类认知或检验的一个过程，而对称与否，是测量的结果，测量之前，我们并不知道其是否对称。 其次，对于对称电路来说，只需用一个功率表，读数乘以三即可，无需采用两表法或三表法。

2 存在电容电流时的电机功率测量

2.1 测量方法

对于变频器供电的三相系统中，当载波频率较高时，这些高频电压信号经过传输电缆时，会通过周围的杂散电容形成电容电流，在电机内部，包括轴承电容在内的各种分布电容也会形成电容电流，造成三相电流和不等于零，按照两表法的原理，此时采用两表法测量会造成误差。为此，国家标准《变频器供电三相笼型感应电动机试验方法》报批稿指出，“脉冲频率高的场合不宜使用两表法(Aron接法)。这是因有电容电流存在，输入电流相量之和可能不为零。因此，应采用每相用一个功率表的测量方法”，标准中，未明确实际应用中面临的下述问题：

1. 多高的脉冲频率下，不宜使用两表法?

2.用一个功率表测量每一相是否就是三表法?

3.采用三表法，对于中线未引出的电机，如何测量?

4.采用三表法，是否可以忽略电容电流的影响?

杂散电容根据对功率测量的影响，可以分为两种，第一种，其电流最终回到电源，无中线系统，仍然有iAiBiC0;第二种，其电流通过地回路等泄漏，不再回到电源，可能导致无中线系统

iAiBiC0。本文主要考虑第二种杂散电容的影响，并以电容的对地电流影响为例，图4为存在对地电容电流的三相电路。

iiA1AAiA0iGiBiB1BB0iNiCiC1CC0

图4存在对地电容电流的三相电路

图4中。iA1，iB1，iC1为杂散电容引起的泄漏电流。iA0，iB0，iC0为电机绕组实际相电流，iA，iB，iC为总电流，有：

iAiA0iA1 iBiB0iB

1 (6) iCiC0iC1

T (7) P((uANiA0uBNiB0uCNiC0)dt0T(uAGiA1uBGiB1uCGiC1)dt)/T0 由于电容不消耗功率，式(7)的第二项为零，即： TP(uANiA0uBNiB0uCNiC0)dt /T

(8) 0 式(8)说明了两个问题，首先，功率与电容电流无关，其次，从测量角度看，除非电机三相绕组的始端和末端均引出，否则，iA0、iB0、iC0不易直接通过测量获得。为了方便测量，我们对P进行下述变换: TTP((uANiA0uBNiB0uCNiC0)dt(uAGiA1uBGiB1uCGiC1) dt)/T00TT((uANiAuBNiBuCNiC)dt(uANiA1uBNiB1uCNiC1)dt)/T00TT((uANiA1uBNiB1uCNiC1)dt(uNGiA1uNGiB1uNGiC1)dt)/T00 TT(uANiAuBNiBuCNiC)dt/TuNG(iA1iB1i)dt/T

(9) C100 电机试验中，对于较大功率的电机，往往只引出三根线，式(9)中，第一项可直接测量，第二项不易测量，其值取决于电容电流和负载中性点电位。在电容电流不能忽略的情况下，如何准确测量三相电机的功率，尤其是如何采用两表法准确测量功率，对电机试验功率测量具有现实指导意义。 2.2存在电容电流时的三表法测量误差

采用三表法测量的功率为：

T P3(uANiAuBNiBuCNiC)dt/T0

(10) TPuNG(iA1iB1iC1)dt/T0可见，三表法测量功率，并不能完全消除电容电流的影响，假设电容电流带来的附加误差为EP3，

则有：

TEP3uNG(iA1iB1iC1)dt/T

(11)

0当中性点接地时，uNG0，P3P。

2.3 存在电容电流时的两表法测量误差

以B相为公共端，采用两表法测量的功率为：

TP2B(uABiAuCBiC)dt/T0T

(uANiAuBNiAuCNiCuBNiC)dt/T

0TT(uANiAuBNiBuCNiC)dt/T0uBN(iAiBiC)dt/T0T(uANiAuBNiBuCNiC)dt/T0TuNG(iAiBiC)dt/T0TuBG(iAiBiC)dt/T0

TPu

(12)

BG(iAiBiC)dt/T

0 TEPuBG(iAiBiC)dt/T

(13) 0由于 iA0iB0iC00， 所以 iAiBiCiA1iB1iC1。

TEPuBG(iA1iB1iC1)dt/T

(14)

0同理，有：

TP2APuAG(iA1iB1iC1)dt/T

(15) 0

T

(16)

P2CPuCG(iA1iB1iC1)dt/T0 对于电机试验，一般而言，电机的三相绕组基

本对称，分布电容也存在一定的对称性。即：uNGuAG,uNGuBG,uNGuCG。故三表法测量结果较为准确。

3 两表法测量的改进

电机试验中，中线通常没有引出，导致无法采

用三表法进行测量。如何提高两表法的测量精度，具有积极的现实意义。将分别以A、B、C为同名端的三次两表法测量结果进行平均

PP2BP2C2P2A

3 (17) TPAGuBGuCG)(iA1iB1iC1)dt/3T0(uTP(uANuBNuCN3uNG)(iA1iB1iC1)dt/3T0 由于电机试验时，试验电源一般具有较好的对称性，当电源完全对称时，有uANuBNuCN0， 即 TP

(18) 2PuNG(iA1iB1iC1)dt/T

0 此时，测量结果与三表法测量结果相等，图5为测量原理图，图中采用能测量瞬时值的两个电压表和三个电流表，由于uCAuCBuAB，功率可按照式(17)求取。改进后的两表法的优点是适合三相三线制的功率测量。

AAVBAVCA 图5：改进后两表法测量原理图

4 分析与探讨

4.1电容电流对功率测量的影响

不论是三表法、两表法还是改进后的两表法，功率测量结果均受漏电流大小的影响。且其附加的绝对误差均与iA1iB1iC1成正比，iA1iB1iC1与电源电压有关，电压越高，尤其是高次谐波电压越高，iA1iB1iC1越大。其相对误差与功率P有关，当P越小，相对误差越大。即：电源电压固定时，负载电流越小，相对误差越大;功率因素越低，相对误差越大。就电机试验而言，同样的变频器，对于同一台电机而言，负载试验时，误差较小;空载试验时，误差较大。

4.2 分离负载电流与电容电流

不论是三表法、两表法还是改进后的三表法，功率测量结果均受电容电流大小的影响。在了解测

量方法和误差后，更重要的是如何分离负载电流和电容电流，实现用两表法或三表法准确测量功率。

不论是三表法还是两表法，测量到的线电流为负载电流与电容电流之和，我们称为总电流。电容电流的大小与载波频率有关，载波频率越高，电容电流越大，由于分布电容的容量较小，电容电流主要由高次谐波构成。由于电机负载呈感性，负载电流主要由基波和低次谐波构成。

理论上，我们可以通过对总电流的谐波成分进行分析估计电容电流的大小，较高次的谐波电流，主要是电容电流，基波电流及较低次的谐波电流，主要是负载电流。而实际上，不同特性的电机，对谐波的截止频率不同，我们很难用一个通用的，确切的频率值来衡量这个界限，从而不能有效地指导实际测量。实际测量时，更有效的办法应该是尽量减小电容电流。首先，对于线路电容电流，其大小与载波频率，脉冲上升时间，电缆长度有关，实际测量时，只要将测试设备尽可能靠近电机端，完全可以忽略电容电流的影响，还可减小线路电压降对功率测试的影响。其次，电容电流由高次电压谐波造成，而高次电压谐波除了增加功率测量误差外，还有诸多的危害，如：

1.在电缆传输环节，高次谐波会造成过冲电压，损

坏电机绝缘。 2. 在电机内部，高次谐波导致的轴承电流会损害电

机轴承。

3.高次谐波产生很强的电磁干扰，影响其它设备运

行。

因此，不论是电机试验还是工业运行的变频电源，都应该尽可能减小这种高次谐波。对于变频电机试验而言，若要求试验电源是正谐波电源，需要在变频器的输出加装正谐波滤波器。若要求模拟用户运行环境，可采用诸如dv/dt滤波器等低通滤波器以保护电机。只要采取了上述两种方式中的任意一种，均可大大减小电容电流，提高功率测试精度。

对于载波频率较高，而输出又未加装任何滤波器的变频器，可通过下述方法判断电容电流的大小。不引出中线或将中线悬空，采用三个宽频带的电流传感器，由于iAiBiCiA1iB1iC1，通过对三相电流的高速采样，运算其向量和，该向量和即为电容电流的向量和。

5 结论

电容电流存在，输入电流向量和可能不为零，对两表法或三表法测量均会造成附加误差。改进后的两表法测试误差与三表法基本相当。就电机试验而言，可通过就近测量和附加滤波器等方式减小电容电流，提高测试精度。

【参考文献】

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方法[ S]. [2].邱关源.《电路(第五版)》[M].北京:高等教育出版

社,2006. [3] 龚立娇,吴延祥,李玲. 三相功率的测量方法[J],石河子大

学学报(自然科学版), 2005,(02) . [4] 刘丽君,伍斌. 三相电功率两表测量接线方法的研究[J],

西南师范大学学报(自然科学版), 2002,(04) .

第7篇：电机功率因素和效率

1、效率低涉及：铜耗、铁耗

定子绕组铜耗大、转子导体铜损耗大、定子铁耗大、机械耗大、谐波分量损耗大

a、定子绕组铜耗大：缩短端部降低漏抗(加大启动电流)，增大导线面积降低匝数，

磁密、Tmax上升和功率因数下降

b、转子导体铜损耗大：加大转子槽面积，导致齿部和轭部磁密上升和功率因数下降

或加厚端环，或转子槽型深窄化提高漏抗，使得功率因数和Tmax均下降

c、定子铁耗大：减小定子内径引起转子磁密提高,增加铁心长度增加定子绕组匝数,使定子电阻损耗增大, 漏抗增大,减少定、转子槽口宽度和采用磁性槽楔,以减少旋转铁耗漏抗增大,使Tmax降低

d、机械耗大：在满足风量下，尽量缩小风扇直径，注意倾角改善风阻，装配精度降低轴系磨耗

e、谐波分量损耗大：选择恰当槽配合，降低

5、

7、

11、13次谐波幅值，在无法改变槽配合的时候

可以适当加大气隙，以削弱非基次谐波幅值，以减少损耗，但加大加大气隙

的结果就是励磁电流加大，功增加功率因数下降，基波幅值下降因此基本Tmax下降

2、功率因数低涉及：励磁电抗、总漏抗 磁化电流大、电抗电流大

a、磁化电流大：增加定子绕组匝数,以降低磁密，定子电阻增大，使效率降低，漏抗增大, Tmax下降。

或适当减少气隙，降低励磁电流，如果槽配合不当会提高谐波幅值，最大转矩稍微提高，

使得效率下降，电磁噪音或震动增加，温升增加，同时造成装配困难增加。

使谐波漏抗增大，增加铁心长度以降低磁密，调整槽形尺寸,使齿部和轭部磁密分配合理。

b、电抗电流大:电抗电流大,由于漏抗大所致,可以改变槽形尺寸,加大槽宽,减小槽高,增大槽口

如此，漏抗减小, 启动电流增大，同时缩短绕组端部长度以减少端部漏抗，但嵌线困难

随写几种，其实，许多是相互制约的，一般优先考虑Tmax、效率、启动电流，其次再考虑功率因数，

必将两全齐美很难，这个就要看客户的要求，来分配铜耗与铁耗、励磁电抗与漏抗的关系。

第8篇：电机效率与功率因数

什么是电动机的功率因数?

异步电动机的功率因数是衡量在异步电动机输入的视在功率(即容量等于三倍相电流与相电压的乘积)中，真正消耗的有功功率所占比重的大小，其值为输入的有功功率P1与视在功率S之比，用cosψ来表示。

电动机在运行中，功率因数是变化的，其变化大小与负载大小有关，电动机空载运行时，定子绕组的电流基本上是产生旋转磁场的无功电流分量，有功电流分量很小。此时，功率因数很低，约为0.2左右，当电动机带上负载运行时，要输出机械功率，定子绕组电流中的有功电流分量增加，功率因数也随之提高。当电动机在额定负载下运行时，功率因数达到最大值，一般约为0.7-0.9。因此，电动机应避免空载运行，防止“大马拉小车”现象。 什么是电动机的输入功率和输出功率

电动机从电源吸取的有功功率，称为电动机的输入功率，一般用P1表示。而电动机转轴上输出的机械功率，称为输出功率，一般用P2表示。在额定负载下，P2就是额定功率Pn。

电动机运行时，内部总有一定的功率损耗，这些损耗包括：绕组上的铜(或铝)损耗，铁芯上的铁损耗以及各种机械损耗等。因此输入功率等于损耗功率与输出功率之和，也就是说，输出功率小于输入功率。 什么是电动机的效率

电动机内部功率损耗的大小是用效率来衡量的，输出功率与输入功率的比值称为电动机的效率，其代表符号为 ，常用百分数表示，即：

效率高，说明损耗小，节约电能。但过高的效率要求，将使电动机的成本增加。一般异步电动机在额定负载下其效率为75～92%。异步电动机的效率也随着负载的大小而变化。空载时效率为零，负载增加，效率随之增大，当负载为额定负载的0.7～1倍时，效率最高，运行最经济。

第9篇：大功率变频可调电源的设计与实现

1 引言

正弦脉宽调制和变频调速技术在工业控制领域的应用日见广泛。许多电力测试仪器都要求大功率、高性能以满足电力设备的测试要求。目前，市场上的大功率开关电源，其核心功率器件大都采用MOSFET半导体场效应晶体管和双极型功率晶体管，它们都不能满足小型、高频、高效率的要求。MOSFET场效应晶体管具有开关速度快和电压型控制的特点，但其通态电阻大，难以满足高压大电流的要求;双极型功率晶体管虽然能满足高耐压大电流的要求，但没有快速的开关速度，属电流控制型器件，需要较大的功率驱动。绝缘栅双极型功率晶体IGBT集MOSFET场效应晶体管和双极型功率晶体管于一体，具有电压型控制、输入阻抗大、驱动功率小、开关速度快、工作频率高、容量大等优点。用高性能的绝缘栅双极型功率晶体IGBT作开关逆变元件、采用变频调幅技术研制的逆变电源，具有效率高、性能可靠、体积小等优点。

2 工作原理

该电源采用高频逆变技术、数字信号发生器、正弦脉宽调制和变频调幅、时序控制上电和串联谐振式输出。电源具有效率高、输出功率大、体积小等优点，其总体原理框图如图1所示。

由数字信号发生器产生的正弦波被25kHz的三角调制波调制，得到一个正弦脉宽调制波，经驱动电路驱动逆变元件IGBT。改变正弦波的频率，幅值便可达到调频调幅输出，逆变输出为串联谐振式输出，将高频载波信号滤掉，从而得到所需频率的正弦信号。时序控制电路用来控制功率源供电电源在上电时缓慢上电，确保电源上电时电流平稳，同时还避免非过零点开关带来的冲击;在控制电路中还设计了故障锁定功能，一旦电源故障，锁定功能将禁止开通IGBT，当故障出现时，IGBT被锁点开通，这时大容量滤波电容会储存很高的电能。所以，电源部分有故障保护自动切断工作电源和自动放电功能，整机设计有双重过流、过压和过热等完善的保护功能。

3 控制与驱动电路

控制电路指主控电路，包括正弦脉宽调制波的产生，占空比调节和故障锁定电路。控制电路的正弦调制波，可根据实际应用情况调节其频率。驱动电路则采用三菱公司生产的IGBT专用驱动模块EXB840，该驱动模块能驱动高达150A/600V和75A/1200V的IGBT，该模块内部驱动电路使信号延迟≤1μs，所以适用于高达40kHz的开关操作。用此模块要注意，IGBT栅射极回路接线必须小于1M，栅射极驱动接线应当用绞线。EXB840的驱动电路如图2所示。

4 逆变与缓冲电路

该电源采用半桥结构串联谐振逆变电路，主电路原理如图3所示。在大功率IGBT谐振式逆变电路中，主电路的结构设计十分重要，由于电路中存在引线寄生电感，IGBT开关动作时在电感上激起的浪涌尖峰电压Ldi/dt不可忽视，由于本电源采用的是半桥逆变电路，相对全桥电路来说，将产生比全桥电路更大的di/dt。正确设计过压保护即缓冲电路，对IGBT的正常工作十分重要。如果缓冲电路设计不当，将造成缓冲电路损耗增大，会导致电路发热严重，容易损坏元件，不利于长期工作。

过程是：当VT2开通时，随着电流的上升，在线路杂散电感Lm的作用下，使得Uab下降到Vcc-Ldi/dt，此时前一工作周期以被充电到Vcc的缓冲电容C1，通过VT1的反并联二极管VD

1、VT2和缓冲电阻R2放电。在缓冲电路中，流过反并联二极管VD1的瞬时导通电流ID1为流过线路杂散电感电流IL和流过缓冲电容C1的电流IC之和。即ID1=IL+IC，因此IL和di/dt相对于无缓冲电路要小得多。当VT1关断时，由于线路杂散电感Lm的作用，使Uce迅速上升，并大于母线电压Vcc，这时缓冲二极管VD1正向偏置，Lm中的储能(LmI2/2)向缓冲电路转移，缓冲电路吸收了贮能，不会造成Uce的明显上升。

5 缓冲元件的计算与选择

式中：f—开关频率;Rtr—开关电流上升时间;IO—最大开关电流;Ucep—瞬态电压峰值。

在缓冲电路的元件选择中，电容要选择耐压较高的电容，二极管最好选择高性能的快恢复二极管，电阻要用无感电阻。

6 结束语

该电源已经成功地应用于大功率电力测试仪器，与传统方法相比，不仅测量精度高，而且提高了工作效率，增加了工作安全性，降低了劳动强度。