开关电源系统稳定性补偿电路的设计
摘 要： 开关电源系统往往由于电压电流双环控制的使用而导致一些扰动，扰动的产生一定程度上影响着开关电源的稳定性，开关电源系统稳定性状态关键是取决于系统电流是否对扰动如何作出收敛响应，而系统电流收敛的发生一般有两种途径，一是在空占比（D）小于0.5时产生收敛，一是空占比（D）大于0.5时产生收敛，而D小于0.5时，电流扰动量即电流发生的误差Δin将会慢慢的衰减一直到零，从而使得系统趋于稳定；D大于0.5时，误差将会逐渐变大，使得系统不能正常工作，造成不稳定状态，因此，在扰动发生之后，通过补偿电路以确保空占比在0.5以下，来确保系统的稳定，将从开关电源系统不稳定性的分析入手，探讨斜波补偿的过程，并提出一些建议。
关键词： 开关电源；稳定性；补偿电路
开关电源中，其核心是DC-DC变换器，DC-DC变换电路能够促使直流电压实现大范围的升、降，并且实现的效率较高、比较容易控制，因此其在工业控制和电力传输等领域中应用广泛。可是，DC-DC变换电路也可能存在一定的偏差，如谐波振荡误差等，产这些偏差将直接影响到电源系统的稳定性。而采取斜波补偿电路将有效改善开关电源系统的稳定性。
1 开关电源系统不稳定现象分析
下面主要分析谐波振荡等引起开关电源系统丧失稳定性的原理和原因。谐波振荡是由峰值电流取样和固定频率同时工作所形成的结果，其发生的原理如下图1所示。当开关电源的输入电压和负载发生变化时，从而会引起开关电源电流发生变化，即发生扰动，在扰动产生后，系统能否趋于稳定的运作，关键在于系统电流是否对扰动如何作出收敛响应。而系统电流收敛的发生一般有两种途径，一是在空占比（D）小于0.5时产生收敛，一是空占比（D）大于0.5时产生收敛。这两种收敛环境下，系统对扰动所表现出的稳定性状态是不同的，如图1所示。
图1 电流DC-DC下的电流谐波振荡
设I0为扰动没有发生时的电感电流初始值，设Δi0为电流上升时产生的扰动量，设Δi1为电流下降时产生的扰动量，设Δd为电感电流占空比发生的扰动量，设m1为电流在上升时所发生的斜率，设m2为电流在下降时所产生的斜率，它们之间的关系式如下：
所以，在m2/m1小于1时，也即D小于0.5时，电流扰动量即电流发生的误差Δin将会慢慢的衰减一直到零，从而使得系统趋于稳定；但是，如果m2/m1大于1时，也即D大于0.5时，电流扰动量即电流发生的误差Δin将会变得越来越大，从而致使整个开关电源变得不够稳定，系统失去控制，将严重影响着开关电源系统的正常工作，即DC-DC变换电路将不能正常工作，丧失其稳定性。
2 开关电源系统稳定性补偿电路的设计原理
2.1 控制电压斜率调整
由于电感电流在连续状态下，其占空比在百分之五十之下时，从而由扰动所导致的电流误差即ΔI将会在后面的一些周期内实现自动恢复，以实现正常的电流工作状态。可是，如果其电感电流的占空比在百分之五十以上，则在其后的几个周期内，其误差ΔI将不会减小反而有加大的趋势。这主要是因为，电感电流占空比>50%的时候，其电流衰减斜率m2跟上升斜率m1的比值大于1，上面已经说过，在m2/m1>1时，将会引起变换电路出现不稳定性，其发生的振荡将不会自动收敛。因此，解决这种问题的办法主要是要对m2/m1的值进行调整，即对电感电流斜率m1、m2进行补偿，从而实现m2/m1小于1的目的。所以，为了解决D大于0.5所产生的开关电源不稳定问题，应该对电感电流上升时所发生的斜率m1采取斜坡补偿措施，即使m1增大，也就是降低占空比D，使D减小到0.5以下。而使Δi0增加实际上是通过电流反馈的电压值（Vs）增加来实现的，这跟误差放大器的输出电压值（Vc）的减小是一样的，即实际应用中，Vs的增加和Vc的减小效果一样，致使Vs增加可能比Vc的减小更方便而已。主要电路设计应有两种方法，下面将进行论述。
2.2 补偿电路设计
下面对斜率补偿的外围电路进行设计。
1）控制电压补偿
控制电压补偿主要是在控制电压误差放大器输出电压值（Vc）上设置斜坡补偿电压而构成一个新的控制电压，将其输入到PWM比较器的一端，跟比较器的另一端的电流反馈电压值（Vs）进行比较。其补偿原理如图2所示：
图2 控制电压补偿
其中，设斜坡补偿中的电压斜率为m。通过几何方法从而求得一个周期
此式子表明了控制电压斜坡补偿跟开关电源的稳定性之间所存在的关系，即：① 如果在系统中没有设置斜坡补偿，也就是设m为0，这时，要想保证
开关电源的稳定，其必须使占空比小于0.5；② 如果在系统中设置了斜坡补偿，那么在补偿斜率m大于1/2m2时，即斜坡补偿斜率小于电流下行斜率的二分之一，则无论空占比D为0-1区间的任何取值， 将恒成立，从而表明开关电源始终是趋于稳定的。
2）电感电流补偿
采取电感电流补偿原理主要是在电流反馈Vs处加入斜坡补偿电压，电感电流补偿原理图如图3所示：
图3 电流斜率补偿
电流补偿主要在电流反馈电压值Vs上设置通过振荡器产生的振荡电路波形而形成的补偿电压，从而形成一个补偿后的反馈电压，将其输入到PWM比较器的一端，跟PWM比较器的另一端（设置为控制电压）即Vc进行比较，从而对芯片的占空比进行调控，调控的方法跟上面控制电压补偿中一样。通过电感电流补偿电路跟前面的控制电压补偿电路相比，其效果是相当的，只是看起来，电感电流补偿电路要比控制电压补偿电路简单、方便，因此，笔者推荐电感电流补偿的应用。
3 结束语
总之，开关电源往往因为电压电流双环控制的使用，从而导致一些扰动，如果扰动处理不当将影响到开关电源的正常工作，干扰信号将通过驱动信号输入到环路，从而在输出端形成谐波振荡。谐波震荡的产生一定程度上影响了开关电源系统的稳定性，其应该采取斜率补偿的措施予以纠正。其中可以采取控制电压补偿和电感电流补偿两种措施进行，即将m2/m1控制在1以下或者将D控制在0.5以下。但是，无论是控制电压斜坡补偿，还是电感电流斜坡补偿，其补偿斜率m要大于m2的二分之一，其斜率m越大，那么促使振荡衰减的速度将会越快，可是，补偿斜率m也不能过大，如果过大，将会造成过补偿。过补偿超过开关电源系统中电流限制指标，将会对开关电源系统产生其他影响，使开关电源的带载能力降低；同时，也会影响开关电源的瞬态响应性。笔者建议，在实际操作中，一般将m取值为0.7-0.8m2为最优，其能确保开关电源的稳定性。
参考文献：
[1]刘树林、刘健、钟久明，峰值电流控制变换器谐波补偿电路的优化设计[J].电力电子技术，2010（5）.
[2]朱伟民，开关电源IC的绿色设计[J].电子与封装，2009（1）.
[3]王创社，开关电源两种控制模式的分析与比较，电力电子技术，2010（11）.
作者：钱丽英
摘要：本文介绍了具有开关电源通路管理的集成电路设计面临的问题和完整解决方案。
关键词：Linear;电源管理;PMIC
背景
USB技术提高了电子产品的便携性，同时需要较大的电池容量为更多功能供电。以个人媒体播放器为例，随着可下载媒体内容的爆炸性增长，人们想要将PC中的数据传送到便携式手持设备，USB使得这种传送速度更快。用同样的USB端口给设备充电也很方便。不过，用USB端口给设备的电池充电时，在功率上有一些限制。电源通路(PowerPath)拓扑集成电路解决了这些问题，为最终用户带来了各种益处，例如能够自主和无缝地管理各种不同的输入电源、电池、以及为负载供电、以最低的热量快速充电以及实现“即时接通”工作。凌力尔特公司提供的LTC3555是一种电源管理集成电路(PMIC)，片上有基于开关模式的电源通路管理器、锂离子电池充电器、3个降压型稳压器以及LDO。该器件具有很多高性能功能，有益于最终产品，其微型扁平QFN封装以及极少的外部组件可为手持式电子产品组成简单、紧凑和经济的解决方案。
主要的设计难题
在很多情况下，能够用USB端口给电池充电为用户提供了更大的方便。但是，USB规范对USB电流有一定限制。一个基于USB的电池充电器必须尽可能高效率地从USB端口抽取尽可能多的功率，以满足今天的电源密集型应用在空间和热量方面的严格限制。
在产品内管理电源通路是另一个问题。例如，今天很多由电池供电的便携式电子产品可以用交流适配器、汽车适配器、USB端口或锂离子/聚合物电池供电。不过，自主管理这些电源、负载和电池之间的电源通路带来了巨大的技术挑战。传统上，设计师们一直尝试用少量MOsFET、运算放大器和其它分立组件实现这一功能，但是一直面临着热插拔、大浪涌电流等巨大的问题。这些问题可能引起严重的系统可靠性问题。直到最近，即使分立的集成电路解决方案也需要几个芯片来实现一个实用的解决方案。
便携式消费类电子产品常常采用锂离子电池和锂离子聚合物电池，因为这类电池的能量密度相对较高一与使用其它可用化学材料制成的电池相比，在给定的尺寸和重量限制条件下，它们的容量更大。随着便携式手持产品变得越来越复杂，它们消耗的功率也更多，因此对较高容量电池的需求也越来越大了，对更先进的电池充电器也产生了相应的需求。容量较大的电池需要较高的充电电流或者更多的时间才能充电至满电量。大多数消费者希望充电时间较短，因此提高充电电流似乎是明显可取的，但是提高充电电流带来了两大问题。首先，就线性充电器而言，电流增大会增加功耗，也就是热量，将典型的实际功率“最大值”降至2.1W。其次，根据主控制器协商好的模式，充电器必须将从5V USB总线吸取的电流限制到100mA(500mW)或500mA(2.5W)。这种对高效率充电的需求，加之电池充电器集成电路必须实现高水平的功能集成以及节省电路板空间和提高产品可靠性的需求，都给电池供电型电子产品设计师带来了压力。
总之，系统设计师面临的主要挑战如下：
·最大限度地提高从USB端口(可提供2.5W)获取的电流;
·管理多个输入电压源、电池和负载之间的电源通路;
·最大限度地减少热量;
·最大限度地提高充电效率;
·最大限度地减小解决方案占板面积和高度。
“富有意义地集成”的电源管理集成电路(如凌力尔特公司提供的电源管理集成电路)就可简单轻松地解决这些问题。
一个简单的解决方案：电源通路控制
电源通路控制能够自主和无缝地管理各种不同输入源之间的电源通路，如USB端口、墙上交流适配器和其他类型的交流适配器以及电池之间的电源通路，并向负载提供充足的功率。电源通路系统还能实现“即时接通”工作，因为一向电路供电，中间电压就可向系统负载供电，这允许最终产品插电后立即工作，而不管电池的充电状态。一个具有电源通路控制功能的器件既为该器件负载供电，又用电源为单节锂离子/聚合物电池充电。为了确保一个满充电电池在连接USB总线时保持满电量，集成电路通过USB总线直接向负载输送功率，而不是从电池抽取功率。一旦电源被去掉，电流就通过一个内部低损耗理想二极管从电池流向负载，从而最大限度地降低了压降和功耗。参见图1以获得详细信息，该图是一个简化的开关电源通路方框图。理想二极管的正向压降远低于普通二极管或肖特基二极管的正向压降，因此最大限度地提高了能量传送效率，而且反向漏电流也较小。微小的正向压降减少了功耗和自热，延长了电池寿命。
开关电源通路系统
第一代USB充电系统应用直接在USB端口和电池之间设置限流的电池充电器，电池直接给系统供电。第二代线性USB充电系统在USB端口和电池之间产生一个中间电压(电源通路系统)。新的第三代USB充电系统具有基于开关模式的拓扑。此类电源通路器件从一个符合USB规格的降压型开关稳压器产生一个中间总线电压，该电压被调节至一个高于电池电压的固定电压，参见图1。这种形式的自适应输出控制被凌力尔特公司称为Bat-TrackTM(电池跟踪)。稳定的中间电压仅调节到足够通过线性充电器恰当充电的电压值。不过，通过以这种方式跟踪电池电压，最大限度地减小了线性电池充电器中的功耗，提高了效率，并最大限度地提高了负载可用功率。另外，平均开关输入电流限制最大限度地提高了利用USB电源提供全部2.5W功率的能力。可选外部PFET降低理想二极管的阻抗，以实现较低的热量损耗。这种架构对具有大电池(>1.5Ahr)的系统而言是“必须”的。
LTC3555：基于开关电源通路管理器的电源管理集成电路
LTC3555电源管理集成电路将USB开关电源通路管理器和锂离子电池充电器与3个同步降压型稳压器和LDO结合在一起，采用小型28引脚(4mm×5mm)QFN封装，可提供完整的电源解决方案(参见图2)。
恒定电流、恒定电压锂离子/聚合物电池充电器利用电池跟踪功能，通过产生自动跟踪电池电压的输入电压，最大限度地提高电池充电器的效率。独立自主工作无需外部微处理器实现充电终止。由于节省了功率，因此LTC3555允许VOUT上的负载电流超过USB端口吸取的电流，而不会超出USB负载规格;因此可从USB端口获得700mA充电电流，实现了快速充电(参见图3)。12C串行接口使得系统设计师能够彻底控制充电器和降压型稳压器，以实现在广泛的应用中改变工作模式这种终极适应性。LTC3555的3个用户可配置降压型DC/DC转换器能够向低至0.8V输出电压提供0.4A、0.4A和1A输出电流，在输出电压高于1.8V时，以100%占空比工作并具有高达92%的效率。突发模式(Burst Mode)工作以每个稳压器仅为35uA的静态电流(停机时
结语
电池供电型产品的设计师面临着产品小尺寸、输入电源便利性和灵活性、高效率充电、低热损耗和USB兼容性这些需求所带来的挑战。同时，设计集成度日益提高以节省电路板空间、降低制造成本并提高产品可靠性。凌力尔特公司不断成长以及基于电源通路管理器的电源管理集成电路系列使得产品设计师的工作轻松了许多。这些集成电路能够从USB端口抽取更多功率，无缝管理不同输入电源、电池和负载之间的电源流动，减少了热量，并通过Bat-Track自适应输出控制提高充电效率，提供低输出电压系统电源轨，而且可利用较少的外部组件简化设计。这些集成电路还为由电池供电型便携式电子产品的最终用户带来了其它益处，如USB充电便利性和便携性、电池没电或缺失时提供系统电源、以及快速充电。
作者：Ｓｔｅｖｅ Ｋｎｏｔｈ
摘 要：本文介绍了一款1.5kW大功率开关电源的完整实用电路设计，提出了电源总体设计电路原理框图，对各组成部分电路进行了具体的参数设计，给出了一整套完整实用的电路原理图，并对具体电路的工作原理做了详细的分析。此电路原理图设计出的开关电源具有高效率、高功率密度的特点，在公司通信产品中得到了大量的应用。
关键词：开关电源;移相控制;UC3875
A Complete Practical Circuit Design and Implementation
of a High-power Switching Power Supply
CAI Huaihai
（Tongfang Electronic Technology Co.，Ltd.，Jiujiang 332001，China）
0 引 言
简言之，开关电源可以通过开关器件的通断来向负载传递能量，且控制开关的通断时间来调节向负载传递能量的多少。理论上说开关器件只有通/断两个状态，是不存在功率损耗的。但实际开关器件不可能工作在理想开/关状态，其在开通和关断过程中，均存在着开关损耗，即在开关器件上同时存在电压电流。开关频率提高时表现更为明显。软开关电源，就是通过增加的一个谐振网络，使开关器件在零电压时打开，在零电流状态时关断。这样就可大大降低开关损耗，从而提高电源效率。
本文介绍一款1.5kW大功率开关电源的完整实用电路设计，该电路开关器件在开通过程中处于软开关状态，其主功率变换电路采用由UC3875組成的全桥移相变换器。
1 电源总体设计
本电源是以UC3875作为控制核心设计的一款软开关移相控制全桥变换电源（PS-ZVS-PWM），它是通过控制芯片UC3875的移相输出，控制全桥变换器的四个开关管的移相导通实现稳压。且由于谐振网络的作用，使开关管工作在软开关状态下。一个完整的开关过程可分为十二个工作过程。本电源总体电路原理框图如图1所示。
该电路按功能划分为七个部分，分别为：EMI滤波器、辅助电源、电阻软启动整流滤波、全桥变换、整流滤波、移相控制（UC3875）、过流保护。
1.1 EMI滤波器
该EMI滤波器用以抑制市电的干扰进入电源内部，同时抑制电源内部的干扰反串入市电。
1.2 辅助电源设计
辅助电源是一个15W的AC/DC电源，输出电压为+12V，用以给电阻软启动整流滤波电路、移相控制（UC38 75）电路供电。其电路原理图如图2所示。
TOP224YAJ是美国电源集成公司Power Integrations Inc（简称PI公司或Power公司）于1997年推出的第二代单片开关电源芯片，它内部包含控制电压源、带隙基准电压源、振荡器、并联调整器/误差放大器、脉宽调制器、门驱动级、高压功率开关管（MOSFET）、过流保护电路、过热保护及上电复位电路、判断/自动重启动电路和高压电流源。芯片集成度高、功能齐全、外围电路简单、工作电压范围宽（85V～265V）。
这是一款反激式脉宽调制电源。交流输入电源经整流滤波，得到高压直流电源送功率变压器T1，受N1单片开关电源芯片TOP224YAJ对其内部高压功率开关管的控制，使高压直流变为高压方波，经功率变压器耦合变压，得到低压方波交流电，再经整流滤波得到所需的+12V直流电源。电压信号经分压电阻R5、R6取样，与N3电压基准TL431ID比较，在N2光电耦合器PC817C上得到一个对应的电流信号，并送至N1开关电源芯片TOP224YAJ，该电流信号经内部误差放大器等一系列控制电路，得到一个脉宽控制信号，该脉宽信号用来控制内部高压功率开关管的导通时间，使得直流电源输出电压稳定。V1、V2组成的尖峰吸收电路用来吸收开关管截止时变压器产生的尖峰，从而保护TOP224YAJ。
1.3 电阻软启动整流滤波电路设计
为了减小电源刚接通瞬间产生的浪涌电流，采用交流输入线上串联电阻限流器件的方式，待电容充有一定电压时，用继电器去短路限流电阻。其电路原理图如图3所示。
当辅助电源送出+12V时，继电器K1、K3吸合。交流电源经限流电阻R8输送至整流滤波电路。当滤波电容C10、C11、C12、C13充电约0.5s后，比较器N4A的1脚电压由低电平转为高电平，继电器K2吸合，限流电阻被短路，这时电容已充有较高的电压，滤波电容继续充电至+300V高压直流。在电路中，充电初期由于限流电阻的作用，同时确保空载启动，就可大大降低交流端的冲击电流，提高电源器件可靠性，同时降低电源对电网的冲击。
1.4 全桥变换电路与整流滤波电路设计
全桥变换电路主要实现从高压直流到高压交流的转换，并经功率变压器耦合传递给负载端，全桥电路中增加了LC谐振网络，使开关管工作时实现零电压开启;整流滤波电路主要用于将功率变压器耦合降压得到的交流电源，经整流滤波得到所需要的直流电源。其电路原理图如图4所示。
当开关管2V1、2V4导通时，2V2、2V3截止，电流经2V1、2T1、2T6、2L1、2C18、2V4到达高压电源负端;而开关管2V2、2V3导通时，2V1、2V4截止，电流经2V3、2C18、2L1、2T6、2T1、2V2到达高压电源负端。这样一来流经功率变压器2T1的就是一高压交流电源，经功率变压器耦合变压，得到一低压交流电，再经由二极管2U1、2U2、电感2L2和电容2C23组成的全波整流滤波电路得到所需的+48V直流电源。
1.5 移相控制（UC3875）与过流保护电路设计
移相控制（UC3875）电路主要对上述全桥变换电路中四个开关管进行移相控制，通过调节其移相角来实现电源稳压，并配合过电流检测电路来实现电源的过流保护。其电路原理图如图5所示。
参见图5，输出+48V电压经2R1、2R7、2R6取样，送至UC3875的内部误差放大器的反相输入端，与该比较器的同相端所接的基准电压进行比较，得到误差信号，经内部移相控制器处理，然后自A/B、C/D端输出一个相应相位移动的方波信号，经驱动2N2、2N3和隔离变压器2T2、2T3、2T4、2T5送开关管2V1、2V2、2V3、2V4（见图4）。开关管受该PWM信号控制，使输出稳定在所设定的值。
电路设有两级过流保护：第一级保护，电流取样线圈2T6取得功率变压器2T1的初级绕组电流信号（交流），当由于某种原因，使得功率变压器中的电流增大超过预定值时，三极管2V13导通，拉低UC3875的6脚电平实施保护。这种保护使得输出电压降低，实现恒功率保护。第二级保护在整流滤波输出端电路中，负载电流信号（直流）送至运放2N4A放大，放大后信号再送至比较器2N4B的同相输入端，与其反相输入端的基准电压比较，当负载电流超过预定值时，比较2N4B输出端反转为高电平，送至UC3875的5脚，UC3875检测到该高电平时，立即控制關断输出，使得电源停止工作，直到排除负载故障重新上电，电源再次正常工作。
2 结 论
本文详细介绍了一款1.5kW大功率开关电源的实用电路设计与实现方案，给出了标有具体参数的电路原理图，并对电路的工作原理做了具体的分析。该电源方案所设计出的开关电源具有高效率、高功率密度的特点，在公司通信产品中得到了大量的应用。
参考文献：
[1] 沙占友.特种集成电源最新应用技术 [M].北京：人民邮电出版社，2000.
[2] 刘胜利，李龙文.高频开关电源新技术应用 [M].北京：中国电力出版社，2008.
作者简介：蔡怀海（1986-），男，汉族，安徽宿松人，电源设计师，助理工程师，学士学位，主要研究方向：电源设计。
作者：蔡怀海
【摘要】采用施密特觸发器成功设计一种基于BiCMOS工艺的振荡电路，振荡频率为700KHz。对设计的电路进行理论分析和仿真验证。结果表明，在2.7-5.5V电源电压下，振荡电路输出周期为1.43e-6s的方波，在温度-40-120度范围内频率稳定。
【关键词】电源管理;振荡电;路触发器
作者：谭传志 谭传武
主要设计难题
在很多情况下，能够用USB端口给电池充电为用户提供了更大的方便。但是，USB规范对USB电流有一定限制。一个基于USB的电池充电器必须尽可能高效率地从USB端口抽取尽可能多的功率，以满足今天的电源密集型应用在空间和热量方面的严格要求。
管理电源通路是另一个问题。很多由电池供电的便携式电子产品可以用交流适配器、汽车适配器、USB端口或锂离子/聚合物电池供电。不过，自主管理这些电源、负载和电池之间的电源通路带来了巨大的技术挑战。传统上，设计师们一直尝试用少量MOSFET、运算放大器和其他分立组件实现这一功能，但是一直面临着热插拔、大浪涌电流等问题，这些问题可能引起更严重的系统可靠性问题。
便携式消费类电子产品常常采用锂离子电池和锂离子聚合物电池，因为这类电池的能量密度相对较高——与使用其他可用化学材料制成的电池相比。在给定的尺寸和重量限制条件下，它们的容量更大。随着便携式产品变得越来越复杂，对较高容量电池的需求也越来越大了，也就要求配备更先进的电池充电器。大多数消费者希望充电时间较短，因此提高充电电流似乎是可取的。但是，提高充电电流带来了两大问题。首先，就线性充电器而言，电流增大会增加功耗(也就是热量)。其次，根据主控制器协商好的模式，充电器必须将从5VUSB总线吸取的电流限制到100mA(500mW)或500mA(2.5W)。这种高效率充电，加之电池充电器集成电路必须实现高水平的功能集成以及节省电路板空间和提高产品可靠性的需求，都给设计由电池供电的电子产品带来了压力。
总之，系统设计师面临的主要挑战如下：
·最大限度地提高从USB端口(可提供2.5W)获取的电流。
·管理输入电压源、电池和负载之间的电源通路。
·最大限度地减少热量。
·最大限度地提高效率。
·减小占板面积和高度。
集成式电源管理器集成电路可以简单轻松地解决这些问题。
电源通路控制与理想二极管
电源通路控制功能能够自主和无缝地管理各种不同输入源之间的电源通路，如USB、交流适配器和电池之间的电源通路，并向负载供电。电源通路控制允许最终产品接电后立即工作，而不必考虑电池的充电状态，这称作“即时接通”工作。一个具有电源通路控制功能的器件既为自身供电，又用USB总线或交流适配器电源为单节锂离子/聚合物电池充电。为了确保一个满充电电池在连接总线时保持满电量，具有电源通路控制功能的集成电路通过USB总线向负载输送功率，而不是从电池抽取功率。一旦电源被去掉，电流就通过一个内部低损耗理想二极管从电池流向负载，从而最大限度地降低了压降和功耗。
理想二极管的正向压降远低于普通二极管或肖特基二极管的正向压降，理想二极管的反向电流泄漏也可以更小。微小的正向压降减少了功耗和自热，延长了电池寿命(见图1)。
电池充电器与电源通路控制器和理想二极管器件(电源通路管理器)集成，可高效管理多种输入电源，为电池充电，向负载供电并降低功耗，所有这一切都是在一个外形尺寸极小的集成电路中实现的。电源通路控制电路可以采用线性或开关拓扑，这两种拓扑对系统而言都有各自的优点。后面将评介这两种架构，而较传统的线性“充电器馈送型”系统将作为性能比较的基础来介绍。
线性充电器馈送型系统
第一代USB系统直接在USB端口和电池之间插入限流电池充电器，由电池为系统供电。在这种“电池馈送型”系统中，可用系统功率可以表示为IUSB×VBAT，因为VBAT是系统负载唯一可用的电压(见图2)。输入电流约等于充电电流，因此无须附加输入限流。系统负载直接连接到电池上，不需要理想二极管。所受到的一些限制包括：低效率，从USB吸取的电流限制到500mA;电池没电或缺失(以及电池电压低)时，没有系统电源，将近一半的可用功率损失在线性电池充电器单元内。
线性电源通路系统
第二代USB充电系统在USB端口和电池之间采用了中间电压。这种中间总线电压拓扑称为电源通路系统。在电源通路集成电路中，USB端口和中间电压VOUT，之间放置了一个限流开关。VOUT为线性电池充电器和系统负载供电。这种系统的优点是，电池与系统负载之间被隔断了，因此一有机会就可以进行充电(见图3)。该电源通路系统还实现了“即时接通”工作，因为电源一加到电路上，中间电压就可用于系统负载。这允许最终产品一插电就立即工作，而不论电池的充电状态如何。在线性电源通路系统中，只要未超过输入电流限制，那么USB端口提供的2.5W功率的大部分就可由系统负载获得。因此，与电池馈送型系统相比，线性电源通路系统具有极大的优点。但是，仍有很多功率损失在线性电池充电器单元中，尤其是电池电压较低时(输入电压和电池电压之间产生大的电压差)更是这样。注意，就个别的交流适配器(或高压)输入通路而言，可能会做些调节，就以较高效率工作而言，一个可选外部PFET可以降低理想二极管的阻抗。
开关电源通路系统
新的第三代USB充电系统具有基于开关模式的拓扑。此类电源通路型器件从一个符合USB规格的降压型开关稳压器产生一个中间总线电压，该电压被调节至电池电压范围内的某一固定数值(见图4)。这种形式的自适应输出控制称为Bat-TrackTM(电池跟踪)。稳定的中间电压仅调节到足够传给线性充电器恰够充电的电压值。通过这种方式跟踪电池电压，最大限度地减小了线性电池充电器中的功耗，提高了效率，并最大限度地提高了负载可用功率。平均开关输入电流限制最大限度地提高了利用USB电源提供的全部2.5W功率的能力，可选外部PFET则降低理想二极管的阻抗。这种架构对具有大电池(>1.5Ah)的系统而言是“必须”的。像线性电源通路配置一样，开关电源通路系统也提供“即时接通”工作。合物开关电源通路管理器，凌力尔特公司的LTC4088就是其中一种。它能提供1.5A充电电流，适用于快速充电应用。该器件具有同步整流、“即时接通”工作和Bat-Track自适应输出控制能力，可实现高效率工作。LTC4088的电源通路控制功能和开关模式架构最大限度地提高了可从USB获得的功率，而且低阻抗“理想二极管”MOSFET产生热量较少。由于节省了功率，因此LTC4088允许 VOUT，端的负载电流超过从USB端口吸取的电流而不会超过USB负载规范(见图5)。其扁平14引脚、3mm×4mmDFN封装和很少的外部组件可为媒体播放器、智能电话、数码相机、手持式计算机和GPS系统组成简单、紧凑和经济的解决方案。
高效率开关模式电源转换允许标准USB端口提供高于700mA的充电电流(不是限制到500mA，而是限制到大约2.3W)，LTC3555就是这样的产品。该PMIC将USB开关电源通路管理器和电池充电器与3个同步降压型稳压器和LDO结合在一起，采用小型28引脚(4mm×5mm)QFN封装，可提供完整的电源解决方案(见图6)。
恒定电流、恒定电压锂离子/聚合物电池充电器利用电池跟踪功能，通过产生自动跟踪电池电压的输入电压，最大限度地提高电池充电器的效率。12C串行接口使得系统设计师能够彻底控制充电器和降压型稳压器，在广泛的应用.中改变工作模式。LTC3555的3个用户可配置降压型DC/DC转换器能够向0.8V输出提供0.4A、0.4A和1A电流，在输出电压高于1.8V时，具有高达92%的效率。这个器件还提供始终接通3.3V输出，能够为实时时钟或按钮监视器等系统提供25mA电流。
作者：Ｓｔｅｖｅ Ｋｎｏｔｈ
摘要：描述电源通路管理器ICs的特点和应用。
关键词：电源通路管理器;PowerPath;LTC4098;高压保护
前言
USB端口是快速数据传输的首选方法，也正在迅速成为便携式设备电池充电的首选方法，因为可以不再需要单独的交流适配器。不过，用USB端口给设备电池充电时存在功率限制。另外，由于便携性需求，越来越需要在家庭之外的场所充电(例如，在汽车中)。但是汽车电源也有缺点，如电压瞬态或来自交流发电机的浪涌。因此，电池充电器集成电路需要很好地保护，以应对这类严酷的情况。模拟集成电路中的电源通路(PowerPath)充电系统拓扑为系统设计师和最终产品用户带来了无数优点，如能够自主和无缝地管理多个输入电源，为系统负载供电并给电池充电。这种集成电路拓扑除了能减少热量，还可实现较快的充电时间和即时接通工作。
这类集成电路的一个新趋势是集成高压能力和过压保护功能，以处理汽车、Firewire或未稳压交流适配器输入。这些电源通路管理器集成电路采用扁平封装，需要极少的外部组件，可为个人导航器、媒体播放器、数码相机、PDA和智能电话等手持式电子产品组成简单、紧凑和经济的解决方案。
设计难题
能承受汽车电源、Firewire端口或未稳压12V/24V适配器等高压输入电源为在家庭或办公室之外的场所充电提供了方便。例如，有了适配器电源，手持式产品中的适配器电压和电池电压之间的压差可以很大。而视所需充电时间和充电电流的不同，线性充电器也许不能承受这么大的功耗。这种情况通常需要一个具有开关模式拓扑的集成电路来保持快速充电，同时提高效率并减少热量管理问题。另外，具有高压能力和/或过压保护的集成电路还不容易受到输入电压瞬态的损害，提高了集成电路和系统的抗瞬态性和可靠性。
管理最终产品中的电源通路是另一个设计难题。今天，很多便携式电池供电电子产品可以由低压源(交流适配器、USB端口或锂离子/聚合物电池等)以及高压源供电。不过，自主管理这些电源和电池之间的电源通路并为负载供电带来了极大的技术挑战。传统上，设计师一直用少量MOSFET、运算放大器和其它组件来单独实现这一功能，但是一直面临着负载热插拔、负载上有大浪涌电流以及大电压瞬态等难题，这些问题可能引起严重的系统可靠性问题。
锂离子和锂聚合物电池是便携式消费类电子产品的首选，因为它们的能量密度相对较高，在给定尺寸和重量限制下，可比其它可用化学材料实现更高的电池容量。随着便携式产品变得越来越复杂，它们消耗的功率也越来越多，因此对较高容量电池的需求也增强了，相应地也需要更先进的电池充电器。较大的电池要充满电就需要较高的充电电流或者需要更长的充电时间。另外，在很多情况下，能用USB端口给电池充电意味着对用户更方便，但是USB兼容性造成了对USB电流(最大500mA)和功率(最大2.5W)的限制。基于USB的电池充电器必须尽可能高效率地从USB端口抽取更多功率，以满足今天功率密集型应用严格的热量限制。
大多数消费者都希望缩短充电时间，因此提高充电电流似乎是显而易见的选择，但是提高充电电流有两个大的弊端。首先，就线性充电器而言，提高电流会增加功耗，这些功耗转换成了热量，从而将典型的实际“最大”功率降至2.1W。其次，充电器必须视主器件协商好的模式，将从5V USB总线吸取的电流限制为1 00mA(500mW)或500mA(2.5W)。充电过程中浪费的任何功率都直接导致较长的充电时间。需要高效率充电、电池充电器集成电路具有高的功能集成度以及需要节省电路板空间和提高产品可靠性，这些都给由电池供电的电子产品的设计师施加了压力。
制造商们也正在改变印刷电路板的使用方式，现在他们不是使用单个多层电路板，而是越来越多地在空间受限设计中使用相互堆叠的多个电路板。先进的封装有助于减少高度/厚度并节省印刷电路板面积，可以实现更高效的堆叠。
总之，系统设计师面临的主要难题包括：
·最大限度地提高从USB端口获得的电流(可提供2.5W);
·管理多个输入电压源和电池之间的电源通路，同时向负载供电;
·保护集成电路免被高压系统瞬态损坏;
·最大限度减少热量同时快速充电;
·最大限度提高充电效率和延长电池工作时间;
·最大限度减小解决方案占板面积和高度。
具有高压输入能力和过压保护功能、集成和紧凑的电源通路管理器IC简单轻松地解决了这些问题。
一个简单的解决方案
具有电源通路控制功能的集成电路能够自主和无缝地管理USB、交流适配器、电池等不同输入电源之间的电源通路，同时优先向负载供电。为了确保充满电的电池在连接USB总线时仍然保持满电量，这类集成电路通过USB总线向负载供电而不是从电池抽取功率。一旦电源去掉，电流就通过一个内部低损耗理想二极管从电池流向负载，从而最大限度地提高效率、降低功耗。理想二极管的正向压降远低于常规或肖特基二极管，因此最大限度地提高了能量传输效率，反向电流泄漏也更小。典型值为20mV的微小正向压降减少了功率损耗和自热，因此延长了电池工作时间。另外，三终端(或“中间总线”)拓扑去掉了电池与Vot。的耦合，允许最终产品一插上电源插头就立即工作，而不管电池的充电状态甚至电池缺失也一样，这通常称作“即时接通”工作。
电池充电器与电源通路控制器和理想二极管器件(“电源通路管理器”)集成，可高效管理各种输入电源、给电池充电、优先向负载供电并降低功耗。电源通路控制电路可以采取线性或开关拓扑，因为视具体充电要求不同，他们对系统而言都有一定的优点。
开关电源通路系统的优点
与电池馈送型系统相比，线性电源通路系统的优点是向负载/系统提供功率的效率高，但是在线性电池充电器单元中有功率损耗，尤其是如果电池电压较低(导致输入电压和电池电压之间出现大的压差)时更是这样。而基于开关模式拓扑的电源通路电路通过符合USB要求的降压型开关稳压器产生中间总线电压，稳压器稳定在比电池电压高300mV的电压上(参见图1)。这种形式的自适应输出控制被凌力尔特公司称作“电池跟踪(Bat—Track)”。稳定的中间电压刚好高到允许通过内部线性充电器恰当充电。用这种方法跟踪电池电压，最大限度地降低了线性电池充电器中的功率损耗、提高了效率并最大限度地提高了提供给负载的功率。具有平均输入限流的开关架构最大限度地提高了使用USB电源提供的所有2.5W功率的能力。可选外部PFET降低了电池和负载之间理想二极管的阻
抗，进一步减少了热损耗。这种架构是使用大电池(>1.5AHr)的系统“必须”采用的。
LTC4098—兼具高效率充电和高压保护
LTC4098(图2)是一种自主式高效率电源通路管理器、理想二极管控制器和电池充电器，用于通过USB供电的便携式设备，如媒体播放器、数码相机、PDA、个人导航器和智能电话，该器件采用超薄(0.55mm)20引脚3mm×4mm QFN封装。就汽车、Firewire或其它高压应用而言，LTC4098用凌力尔特公司的开关稳压器提供电池跟踪控制，工作输入高达38V(瞬态为60V)，最大限度地提高了电池充电器效率、减小了热损耗，甚至用更高电压电源也可以无缝运作。
LTC4098提供高达66V的过压保护(OVP)电路，仅需要一个外部NFET/电阻组合，可防止偶然的高压情况引起的输入损坏。该集成电路自动降低充电电流可实现快速接通工作，确保一插上电源插头就向系统负载供电，甚至电池没电或缺失时也一样。其片上理想二极管保证总是向VOUT提供充足的功率，即使LTC4098的两个输入引脚的功率不充足也一样。该集成电路的理想二极管控制器可用来驱动可选PFET的栅极，将对电池的阻抗降至30mΩ或更低。
LTC4098的全功能单节锂离子/聚合物电池充电器允许负载电流超过从USB端口吸取的电流，同时符合USB负载规范。因为保存了能量，所以就快速充电而言，该集成电路的高效率开关输入级几乎将USB端口提供的所有2.5W功率都转换成了可用系统电流，从USB端口限制的500mA实现了高达700mA的电流。用交流适配器供电时还有1.5A的可用充电电流。
过压保护(OVP)
LTC4098仅用N沟道FET和6.04kΩ电阻这样两个外部组件，就能在VBUS或WALL意外地加上过大电压时保护自己免受损坏。最高安全过压幅度将由该外部NMOS晶体管及其漏极击穿电压决定。
电池跟踪开关稳压器的输入限流和高压控制
LTC4098从VBUS到VOUT的功率传递由2.25MHz恒定频率降压型开关稳压器控制。为了满足USB最大负载规格要求，该开关稳压器含有一个测量和控制系统，以确保平均输入电流保持低于CLPROG引脚的编程值。这样，VOUTS，就可以驱动外部负载和电池充电器的组合。
如果这个组合负载没有让开关电源达到编程设定的输入限流值，那么该集成电路的VOUT将跟踪大约比电池电压高0.3V。通过将电池充电器电压保持在这个低电压值上，最大限度地降低了电池充电器的功率损耗。
如果组合外部负载加上电池充电电流足够大，使得开关电源达到了编程设定的输入限流值，那么电池充电器将严格按照满足外部负载所需的量降低充电电流。即使电池充电电流被编程至超过容许的USB电流，就平均输入电流而言，也不会不满足USB性能规格。另外，如果VOU，端的负载电流导致超过从VBUS的编程设定功率，那么将通过理想二极管从电池吸取额外的负载电流，即使电池充电器正在工作也一样。
WALL、/ACPR和VC引脚可连同LT3480等外部高压降压型开关稳压器一起使用，以最大限度地减少用较高电压源工作时产生的热量。电池跟踪控制电路将外部开关稳压器的输出电压调节至较高的(BAT+300mV)或3.6V。这最大限度地提高了电池充电器的效率，同时在电池深度放电时仍然允许即时接通工作。
LTC4098先进的超薄(典型值为0.55mm)QFN封装在印刷电路板相互堆叠的空间受限应用中使用有优势。这种封装可组成“体积”紧凑的解决方案，为系统设计师提供了灵活性。另外，该器件具有与更高的(0.75mm)前一代QFN封装相同的热性能。
结语
对小尺寸和方便地使用多种输入电源的需求以及对快速充电、低功耗和USB兼容性的需求给由电池供电的产品设计师带来了挑战。通过汽车适配器或Firewire端口供电正在变得越来越普遍，但缺点是存在可能损坏集成电路的高压瞬态。同时，设计集成度越来越高，以节省电路板空间、降低制造成本并提高产品可靠性。凌力尔特公司不断扩大的开关模式拓扑电源通路管理器集成电路系列使产品设计师的工作轻松多了。
这些集成电路能够从USB端口抽取更多功率、无缝管理不同输入电源和电池之间的电源通路并优先向负载供电、减少热量、通过电池跟踪自适应输出控制提高效率以及通过使用数目更少和尺寸更小的外部组件简化设计。
作者：Ｓｔｅｖｅ Ｋｎｏｔｈ
一款好的LED开关电源除了需要稳定、高效、可靠外，电路的各种保护措施也必须精心设计，以避免在复杂环境条件下能够迅速的对电源电路和负载进行有效保护，本文介绍LED开关电源的几种常见保护电路。
1、过电流保护电路
在直流LED开关电源电路中，为了保护调整管在电路短路、电流增大时不被烧毁。其基本方法是，当输出电流超过某一值时，调整管处于反向偏置状态，从而截止，自动切断电路电流。如图1所示，过电流保护电路由三极管BG2 和分压电阻R
4、R5组成。电路正常工作时，通过R4与R5的压作用，使得BG2 的基极电位比发射极电位高，发射结承受反向电压。于是BG2 处于截止状态(相当于开路)，对稳压电路没有影响。当电路短路时，输出电压为零，BG2 的发射极相当于接地，则BG2 处于饱和导通状态(相当于短路)，从而使调整管BG1 基极和发射极近于短路，而处于截止状态，切断电路电流，从而达到保护目的。
图2：LED开关电源输入过电流保护电路
2、过电压保护电路
直流LED开关电源中开关稳压器的过电压保护包括输入过电压保护和输出过电压保护。如果开关稳压器所使用的未稳压直流电源(诸如蓄电池和整流器)的电压如果过高,将导致开关稳压器不能正常工作,甚至损坏内部器件,因此LED开关电源中有必要使用输入过电压保护电路。图3为用晶体管和继电器所组成的保护电路，在该电路中，当输入直流电源的电压高于稳压二极管的击穿电压值时，稳压管击穿，有电流流过电阻R，使晶体管T导通，继电器动作，常闭接点断开，切断输入。输入电源的极性保护电路可以跟输入过电压保护结合在一起,构成极性保护鉴别与过电压保护电路。
图3：LED开关电源输入过电压保护电路
3、软启动保护电路
开关稳压电源的电路比较复杂，开关稳压器的输入端一般接有小电感、大电容的输入滤波器。在开机瞬间,滤波电容器会流过很大的浪涌电流,这个浪涌电流可以为正常输入电流的数倍。这样大的浪涌电流会使普通电源开关的触点或继电器的触点熔化,并使输入保险丝熔断。另外，浪涌电流也会损害电容器,使之寿命缩短,过早损坏。为此,开机时应该接入一个限流电阻,通过这个限流电阻来对电容器充电。为了不使该限流电阻消耗过多的功率，以致影响开关稳压器的正常工作,而在开机暂态过程结束后，用一个继电器自动短接它,使直流电源直接对开关稳压器供电，这种电路称之谓直流LED开关电源的“软启动”电路 。
如图4(a)所示，在电源接通瞬间，输入电压经整流桥(D1～D4)和限流电阻R1对电容器C充电，限制浪涌电流。当电容器C充电到约80%额定电压时，逆变器正常工作。经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻R1，LED开关电源处于正常运行状态。为了提高延迟时间的准确性及防止继电器动作抖动振荡，延迟电路可采用图4(b)所示电路替代RC延迟电路。
图4：LED开关电源软启动保护电路
4、过热保护电路
直流LED开关电源中开关稳压器的高集成化和轻量小体积，使其单位体积内的功率密度大大提高，因此如果电源装置内部的元器件对其工作环境温度的要求没有相应提高，必然会使电路性能变坏，元器件过早失效。因此在大功率直流LED开关电源中应该设过热保护电路。
本文采用温度继电器来检测电源装置内部的温度，当电源装置内部产生过热时，温度继电器就动作，使整机告警电路处于告警状态，实现对电源的过热保护。如图5(a)所示，在保护电路中将P型控制栅热晶闸管放置在功率开关三极管附近，根据TT102的特性(由Rr值确定该器件的导通温度，Rr越大，导通温度越低)，当功率管的管壳温度或者装置内部的温度超过允许值时，热晶闸管就导通，使发光二极管发亮告警。倘若配合光电耦合器，就可使整机告警电路动作，保护LED开关电源。该电路还可以设计成如图5(b)所示，用作功率晶体管的过热保护，晶体开关管的基极电流被N型控制栅热晶闸管TT201旁路，开关管截止，切断集电极电流,防止过热。
图5：LED开关电源过热保护电路
评价开关电源的质量指标应该是以安全性、可靠性为第一原则。在电气技术指标满足正常使用要求的条件下，为使电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，必须设计多种保护电路，比如防浪涌的软启动，防过压、欠压、过热、过流、短路、缺相等保护电路。
2 开关电源常用的几种保护电路 2.1 防浪涌软启动电路
开关电源的输入电路大都采用电容滤波型整流电路，在进线电源合闸瞬间，由于电容器上的初始电压为零，电容器充电瞬间会形成很大的浪涌电流，特别是大功率开关电源，采用容量较大的滤波电容器，使浪涌电流达100A以上。在电源接通瞬间如此大的浪涌电流，重者往往会导致输入熔断器烧断或合闸开关的触点烧坏，整流桥过流损坏;轻者也会使空气开关合不上闸。上述现象均会造成开关电源无法正常工作，为此几乎所有的开关电源都设置了防止流涌电流的软启动电路，以保证电源正常而可靠运行。
图1是采用晶闸管V和限流电阻R1组成的防浪涌电流电路。在电源接通瞬间，输入电压经整流桥(D1～D4)和限流电阻R1对电容器C充电，限制浪涌电流。当电容器C充电到约80%额定电压时，逆变器正常工作。经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号，使晶闸管导通并短路限流电阻R1，开关电源处于正常运行状态。
图1 采用晶闸管和限流电阻组成的软启动电路
图2是采用继电器K1和限流电阻R1构成的防浪涌电流电路。电源接通瞬间，输入电压经整流(D1～D4)和限流电阻R1对滤波电容器C1充电，防止接通瞬间的浪涌电流，同时辅助电源Vcc经电阻R2对并接于继电器K1线包的电容器C2充电，当C2上的电压达到继电器K1的动作电压时，K1动作，其触点K1.1闭合而旁路限流电阻R1，电源进入正常运行状态。限流的延迟时间取决于时间常数(R2C2)，通常选取为0.3～0.5s。为了提高延迟时间的准确性及防止继电器动作抖动振荡，延迟电路可采用图3所示电路替代RC延迟电路。
图2 采用继电器K1和限流电阻构成的软启动电路
图3 替代RC的延迟电路
2.2 过压、欠压及过热保护电路
进线电源过压及欠压对开关电源造成的危害，主要表现在器件因承受的电压及电流应力超出正常使用的范围而损坏，同时因电气性能指标被破坏而不能满足要求。因此对输入电源的上限和下限要有所限制，为此采用过压、欠压保护以提高电源的可靠性和安全性。
温度是影响电源设备可靠性的最重要因素。根据有关资料分析表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10%，温升50℃时的工作寿命只有温升25℃时的1/6，为了避免功率器件过热造成损坏，在开关电源中亦需要设置过热保护电路。 图4是仅用一个4比较器LM339及几个分立元器件构成的过压、欠压、过热保护电路。取样电压可以直接从辅助控制电源整流滤波后取得，它反映输入电源电压的变化，比较器共用一个基准电压，N1.1为欠压比较器，N1.2为过压比较器，调整R1可以调节过、欠压的动作阈值。N1.3为过热比较器，RT为负温度系数的热敏电阻，它与R7构成分压器，紧贴于功率开关器件IGBT的表面，温度升高时，RT阻值下降，适当选取R7的阻值，使N1.3在设定的温度阈值动作。N1.4用于外部故障应急关机，当其正向端输入低电平时，比较器输出低电平封锁PWM驱动信号。由于4个比较器的输出端是并联的，无论是过压、欠压、过热任何一种故障发生，比较器输出低电平，封锁驱动信号使电源停止工作，实现保护。如将电路稍加变动，亦可使比较器输出高电平封锁驱动信号。
图4 过压、欠压、过热保护电路
2.3 缺相保护电路
由于电网自身原因或电源输入接线不可靠，开关电源有时会出现缺相运行的情况，且掉相运行不易被及时发现。当电源处于缺相运行时，整流桥某一臂无电流，而其它臂会严重过流造成损坏，同时使逆变器工作出现异常，因此必须对缺相进行保护。检测电网缺相通常采用电流互感器或电子缺相检测电路。由于电流互感器检测成本高、体积大，故开关电源中一般采用电子缺相保护电路。图5是一个简单的电子缺相保护电路。三相平衡时，R1～R3结点H电位很低，光耦合输出近似为零电平。当缺相时，H点电位抬高，光耦输出高电平，经比较器进行比较，输出低电平，封锁驱动信号。比较器的基准可调，以便调节缺相动作阈值。该缺相保护适用于三相四线制，而不适用于三相三线制。电路稍加变动，亦可用高电平封锁PWM信号。
图5 三相四线制的缺相保护电路
图6是一种用于三相三线制电源缺相保护电路，A、B、C缺任何一相，光耦器输出电平低于比较器的反相输入端的基准电压，比较器输出低电平，封锁PWM驱动信号，关闭电源。比较器输入极性稍加变动，亦可用高电平封锁PWM信号。这种缺相保护电路采用光耦隔离强电，安全可靠，RP
1、RP2用于调节缺相保护动作阈值。
图6 三相三线制的缺相保护电路
2.4 短路保护
开关电源同其它电子装置一样，短路是最严重的故障，短路保护是否可靠，是影响开关电源可靠性的重要因素。IGBT(绝缘栅双极型晶体管)兼有场效应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点，是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件。IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小，一般仅为几μs至几十μs。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短，而且使关断时电流下降率di/dt过大，由于漏感及引线电感的存在，导致IGBT集电极过电压，该过电压可在器件内部产生擎住效应使IGBT锁定失效，同时高的过电压会使IGBT击穿。因此，当出现短路过流时，必须采取有效的保护措施。 为了实现IGBT的短路保护，则必须进行过流检测。适用IGBT过流检测的方法，通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic，然后与设定的阈值比较，用比较器的输出去控制驱动信号的关断;或者采用间接电压法，检测过流时IGBT的电压降Vce，因为管压降含有短路电流信息，过流时Vce增大，且基本上为线性关系，检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较，比较器的输出控制驱动电路的关断。
在短路电流出现时，为了避免关断电流的di/dt过大形成过电压，导致IGBT锁定无效和损坏，以及为了降低电磁干扰，通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。在检测到过流信号后首先是进入降栅保护程序，以降低故障电流的幅值，延长IGBT的短路承受时间。在降栅动作后，设定一个固定延迟时间用以判断故障电流的真实性，如在延迟时间内故障消失则栅压自动恢复，如故障仍然存在则进行软关断程序，使栅压降至0V以下，关断IGBT的驱动信号。由于在降栅压程序阶段集电极电流已减小，故软关断时不会出现过大的短路电流下降率和过高的过电压。采用软降栅压及软关断栅极驱动保护，使故障电流的幅值和下降率都能受到限制，过电压降低，IGBT的电流、电压运行轨迹能保证在安全区内。
在设计降栅压保护电路时，要正确选择降栅压幅度和速度，如果降栅压幅度大(比如7.5V)，降栅压速度不要太快，一般可采用2μs下降时间的软降栅压，由于降栅压幅度大，集电极电流已经较小，在故障状态封锁栅极可快些，不必采用软关断;如果降栅压幅度较小(比如5V以下)，降栅速度可快些，而封锁栅压的速度必须慢，即采用软关断，以避免过电压发生。
为了使电源在短路故障状态不中断工作，又能避免在原工作频率下连续进行短路保护产生热积累而造成IGBT损坏，采用降栅压保护即可不必在一次短路保护立即封锁电路，而使工作频率降低(比如1Hz左右)，形成间歇“打嗝”的保护方法，故障消除后即恢复正常工作。
下面介绍几种IGBT短路保护的实用电路及工作原理。
图7是利用IGBT过流时Vce增大的原理进行保护的电路，用于专用驱动器EXB841。EXB841内部电路能很好地完成降栅及软关断，并具有内部延迟功能，以消除干扰产生的误动作。含有IGBT过流信息的Vce不直接送至EXB841的集电极电压监视脚6，而是经快速恢复二极管VD1，通过比较器IC1输出接至EXB841的脚6，其目的是为了消除VD1正向压降随电流不同而异，采用阈值比较器，提高电流检测的准确性。如果发生过流，驱动器EXB841的低速切断电路慢速关断IGBT，以避免集电极电流尖峰脉冲损坏IGBT器件。
图7 采用IGBT过流时Vce增大的原理进行保护
图8是利用电流传感器进行过流检测的IGBT保护电路，电流传感器(SC)初级(1匝)串接在IGBT的集电极电路中，次级感应的过流信号经整流后送至比较器IC1的同相输入端，与反相端的基准电压进行比较，IC1的输出送至具有正反馈的比较器IC2，其输出接至PWM控制器UC3525的输出控制脚10。不过流时，VAVref，VB为高电平，C3充电使VC>Vref，IC2输出高电平(大于1.4V)，关闭PWM控制电路。因无驱动信号，IGBT关闭，而电源停止工作，电流传感器无电流流过，使VA>t1，可保证电源进入睡眠状态。正反馈电阻R7保证IC2只有高、低电平两种状态，D5，R1，C3充放电电路，保证IC2输出不致在高、低电平之间频繁变化，即IGBT不致频繁开通、关断而损坏。
(a) 电路原理图
(b) PWM控制电路的输出驱动波形图
图8 利用电流传感器进行过流检测的IGBT保护电路
图9是利用IGBT(V1)过流集电极电压检测和电流传感器检测的综合保护电路，电路工作原理是：负载短路(或IGBT因其它故障过流)时，V1的Vce增大，V3门极驱动电流经R2，R3分压器使V3导通，IGBT栅极电压由VD3所限制而降压，限制IGBT峰值电流幅度，同时经R5C3延迟使V2导通，送去软关断信号。另一方面，在短路时经电流传感器检测短路电流，经比较器IC1输出的高电平使V3导通进行降栅压，V2导通进行软关断。
图9 综合过流保护电路
图10是应用检测IGBT集电极电压的过流保护原理，采用软降栅压、软关断及降低工作频率保护技术的短路保护电路。
图10
正常工作状态，驱动输入信号为低电平时，光耦IC4不导通，V1，V3导通，输出负驱动电压。驱动输入信号为高电平时，光耦IC4导通，V1截止而V2导通，输出正驱动电压，功率开关管V4工作在正常开关状态。发生短路故障时，IGBT集电极电压增大，由于Vce增大，比较器IC1输出高电平，V5导通，IGBT实现软降栅压，降栅压幅度由稳压管VD2决定，软降栅压时间由R6C1形成2μs。同时IC1输出的高电平经R7对C2进行充电，当C2上电压达到稳压管VD4的击穿电压时，V6导通并由R9C3形成约3μs的软关断栅压，软降栅压至软关断栅压的延迟时间由时间常数R7C2决定，通常选取在5～15μs。
V5导通时，V7经C4R10电路流过基极电流而导通约20μs，在降栅压保护后将输入驱动信号闭锁一段时间，不再响应输入端的关断信号，以避免在故障状态下形成硬关断过电压，使驱动电路在故障存在的情况下能执行一个完整的降栅压和软关断保护过程。
V7导通时，光耦IC5导通，时基电路IC2的触发脚2获得负触发信号，555输出脚3输出高电平，V9导通，IC3被封锁，封锁时间由定时元件R15C5决定(约1.2s)，使工作频率降至1Hz以下，驱动器的输出信号将工作在所谓的“打嗝”状态，避免了发生短路故障后仍工作在原来的频率下，连续进行短路保护导致热积累而造成IGBT损坏。只要故障消失，电路又能恢复到正常工作状态。
3 结语 开关电源保护功能虽属电源装置电气性能要求的附加功能，但在恶劣环境及意外事故条件下，保护电路是否完善并按预定设置工作，对电源装置的安全性和可靠性至关重要。验收技术指标时，应对保护功能进行验证。
开关电源的保护方案和电路结构具有多样性，但对具体电源装置而言，应选择合理的保护方案和电路结构，以使得在故障条件下真正有效地实现保护。
文中所述的保护电路可以灵活组合使用，以简化电路结构和降低成本。
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